Curs Electronica DOC

UNIVERSITATEA TEHNICĂ A MOLDOVEI

B. MIRONOV

ELECTRONICA

Note de curs

2000

CUPRINSC apitolul I. DIODA ŞI DISPOZITIVE PE BAZA DIODELOR

1.1.Dioda.1.2. Redresor monofazat monoalternanţă1.3. Redresor monofazat dublă alternanţă1.4. Redresor pe baza punţii de diode1.5. Redresoare cu multiplicare de tensiune.

Capitolul II. TRANZISTORUL SI MODURILE LUI DE CONECTARE 2.1. Regimurile tranzistorului2.2. Conectarea tranzistorului cu emitor comun2.3. Caracteristicile tranzistorului2.4. Conectarea tranzistorului cu bază comună.2.5. Conectarea tranzistorului cu colector comun.2.6. Etajul - tranzistor cu efect de câmp2.7. Conectarea TEC. 2.8. Cuplarea între etaje.

Capitolul III. REACŢIA ÎN CIRCUITELE ELECTRONICE3.1. Tipurile de reacţie3.2. Reacţia negativă:3.3. Influenţa reacţiei negative asupra stabilităţii amplificatorului.3.4. Influenţa reacţiei negative asupra impedanţei de intrare Zi.3.5. Reacţia pozitivă.

Capitolul IV. AMPLIFICATOARE DE PUTERE (ETAJE FINALE)4.1. Amplificatorul final în contratimp cu transformator (regimurile B şi AB)4.2. Amplificatoarele de putere fără transformator4.3. Schema amplificatorului fără transformator care funcţionează în regimul B.4.4. Calcularea parametrilor amplificatorului de putere cu preamplificator.4.5. Amplificatorul acordat:

Capitolul V. STABILIZATOARE DE TENSIUNE5.1. Stabilizatoare parametrice cu dioda Zener5.2. Stabilizator cu compensare

Capitolul VI. APLICAŢII ALE AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE

6.1.Generalităţi6.2. Amplificatorul operaţional sumator.6.3.Erorile amplificatorului sumator.6.4. Configuraţia neinversoare a amplificatorului operaţional6.5. Influenţa reacţiei asupra rezistenţei de intrare ale celor două configuraţii a amplificatorului operaţional6.6. Conectarea diferenţială a amplificatorului operaţional 6.7. Unele aplicaţii ale amplificatoarelor operaţionale

CAPITOLUL VII CIRCUITE LOGICE7.1. Generalităţi7.2. Porţi logice

BIBLIOGRAFIA

2

Capitolul I.DIODA ŞI DISPOZITIVE PE BAZA DIODELOR

1.1.Dioda.Dioda reprezintă un monocristal semiconductor de formă prismatică dotat cu

impurităţi, numiţi donori sau acceptori, astfel încât se obţin două regiuni - una cu conductibilitate de tip n, iar cealaltă de tip p.

1) Dioda nepolarizată:În regiunea n vor exista purtători majoritari (electronii) şi purtătorii minoritari

golurile (+). În mod analog, în regiunea p purtătorii majoritari (golurile) şi purtători minoritari electronii (-) (fig. 1.1).

Datorită diferenţei mari de concentraţie electronii din regiunea n vor difuza în regiunea p, iar golurile din regiunea p vor difuza în regiunea n. În vecinătatea suprafeţei de separare va scădea concentraţia purtătorilor majoritari.

Datorită difuziei purtătorilor majoritari apare la interfaţa acestor două zone a monocristalului dotat cu impurităţi diferit o diferenţă de potenţial numită tensiune de difuzie UD sau barieră de potenţial. Această barieră de potenţial pentru diferiţi semiconductori este diferită: Si - 0,7 V; Ge - 0,3 V; As - 2 V.

2) Dioda polarizată direct:

În acest caz (fig. 1.2) plusul tensiunii externe se aplică pe regiunea p şi minusul pe regiunea n. Tensiunea aplicată dă naştere unui câmp EP, cu sensul indicat pe desen, care se suprapune câmpului intern şi-l micşorează. Echilibrul dintre curenţii de câmp şi de difuzie este perturbat. Câmpul rezultant favorizează trecerea purtătorilor majoritari determinând o creştere a curentului de difuzie. În regiunea de trecere existând un număr mai mare de purtători mobili de sarcină, rezistenţa joncţiunii este mică.

3) Dioda polarizată invers:

În acest caz plusul tensiunii externe se aplică pe regiunea n şi minusul pe regiunea p (fig. 1.3). Câmpul Ep, măreşte bariera de potenţial, micşorând curentul

3

-----

Fig. 2.12. Conectarea tranzistorului cu bază comună

p

Fig. 1.1. Dioda nepolarizată

+++++

n p- +

EP

Fig. 1.2. Dioda polarizată direct

---

+

+

n p+ -

EP

Fig. 1.3. Dioda polarizată invers

-----

-----

+++++

+++++

de difuzie datorat purtătorilor majoritari. Dioda va fi parcursă de un curent de valoare mică, şi caracterizată de o rezistenţă mare.

Simbolul diodei

În practică dioda este folosită în calitate de redresor. Energia electrică uşor se transmite prin liniile de tensiune înaltă la distanţe mari sub formă de curent alternativ, deoarece pierderile sunt proporţionale cu intensitatea curentului. Pentru a fi folosit, curentul alternativ este transformat în curent continuu. Această transformare este îndeplinită de dispozitivele redresoare, la baza funcţionării cărora stau diodele.

1.2. Redresor monofazat monoalternanţă

În fig. 1.4 este reprezentată schema simplificată a unui redresor monofazat monoalternanţă. La intrare (punctul A) avem curent alternativ (fig. 1.5). Iar la ieşire (punctul B) se obţine curent continuu de o singură polaritate . Pentru a fi continuu se conectează un condensator (fig. 1.6).

În acest caz în condensator se acumulează mult mai multă energie decât se va consuma prin rezistorul RL.

Diagrama de variaţie în timp a tensiunii are forma reprezentată în fig. 1.7.

4

220 V RL

D

+ -A B

Fig. 1.4. Redresor monofazat monoalternanţă t

U0

Fig. 1.5. Diagramele de variaţie în timp a tensiunilor în punctele A şi B.

t

U0

A

B

220 V RL

D+ -A B

UC

Fig. 1.6. Redresor monofazat monoalternanţă cu condensator

t

U0

Fig. 1.7. Diagrama de variaţie în timp a tensiunii în punctul B

1.3. Redresor monofazat dublă alternanţă

Se mai adaugă o diodă (fig. 1.8). În acest caz timpul de descărcare a condensatorului este mai mic. Diagrama de variaţie în timp a tensiunii are forma reprezentată în fig. 1.9.

1.4. Redresor pe baza punţii de diodeDin punct de vedere tehnologic transformatorul cu bobină e un lucru

complicat. De aceia se aplică în practică redresorul pe baza punţii de diode (fig. 1.10). Condensatorul nu trebuie să se descarce pe diodă.

Când curentul merge de la A la B, avem semiperioada pozitivă şi sunt deschise diodele D3 şi D2.

Când curentul merge de la B la A, avem semiperioada negativă şi sunt deschise diodele D4 şi D1.

5

220 V

RL

D1+

-

A B C

E

F

(-)

(+)Fig. 1.8. Redresor monofazat dublă

alternanţă

t

U0

cu condensatorfără

condensator

Fig. 1.9. Diagrama de variaţie în timp a tensiunii

D2

220 V

RS

+

B+

-

AD3

Fig. 1.10. Redresor pe baza punţii de diode

D1

D2

D4

Fig.1.11 Reprezentările grafice ale punţii de diode

1.5. Redresoare cu multiplicare de tensiune.

În unele cazuri e necesar de a obţine o tensiune înaltă. Evident că utilizarea unui transformator în acest caz este complicată deoarece e mare coeficientul de transformare şi există riscul de străpungere a transformatorului. Deci apare problema de a avea transformator cu tensiune în bobina secundară mică, iar apoi de multiplicat această tensiune. Prin urmare avem un exemplu de redresor care dublează tensiunea (fig. 1.11).

În semiperioada pozitivă (când curentul circulă de la A la B) se va încărca condensatorul C1 prin dioda VD1 până la amplitudinea tensiunii curentului alternativ (VD2 este închisă), iar în semiperioada negativă (potenţialul în punctul B este mai pozitiv ca în A). se va încărca condensatorul C2 prin dioda VD2. Deci în fiecare semiperioadă se încarcă câte un condensator. Datorită faptului că sunt încărcate condensatoarele C1 şi C2 şi ele sunt unite în serie faţă de sarcină, la sarcină tensiunea se dublează.

Un alt tip de redresor cu multiplicare de tensiune (fig. 1.12):

În semiperioada negativă (A este negativ faţă de B) curentul va curge prin VD1 şi se va încărca capacitatea C1, astfel încât D este egal cu amplitudinea faţă de punctul B.

În semiperioada pozitivă A este mai pozitiv ca B şi curentul va curge prin dioda VD2 şi capacitatea C2 se încarcă până la potenţialul amplitudinii. Însă dat fiind că D faţă de B deja avea un potenţial egal cu potenţialul amplitudinii şi plus încă o amplitudine. Deci pe condensatorul C2 apare un potenţial dublu faţă de amplitudine. Prin urmare are loc dublarea tensiunii.

6

220 V

RL

D1

+ -A

B

+

+

D2

Fig. 1.12. Redresor cu dublare de tensiune

C1

C2

C11

220 V

A

B

RS

D+

VD1

+

VD2

C2

C

Fig. 1.12. Redresor cu dublare de tensiune, care poate fi prelungit

Această schemă are avantajul că ea poate fi extinsă. Dacă conectăm sarcina între nodurile: B şi C avem dublarea tensiunii (R1); A şi E avem triplarea tensiunii (R2); B şi F - creşterea de 4 ori a tensiunii.

Când vine iarăşi semiperioada negativă, C3 se încarcă faţă de C, care va avea de acum tensiunea dublă şi deci punctul E va avea tensiunea triplă.

Cum se vede putem primi şi tensiuni mărite de 4, 5, ... ori, dacă continuăm schema. În semiperioada pozitivă se închid diodele impare şi se deschid cele pare şi invers.

Dacă mărim numărul de trepte, curentul se micşorează (legea conservării energiei). În această tehnologie ne trebuie să se păstreze sarcina (să nu se descarce) şi deci trebuie să avem o frecvenţă mare ca perioada să fie mică şi să nu se descarce condensatoarele.

Probleme:Problema 1.

O diodă din Ge are curentul invers de saturaţie de IS0 = 1 A. Dioda din Si are IS0 = 10-8 A. Temperatura T=293 K. Curentul direct prin aceste diode este I = 100 mA. Să se determine tensiunile pe diode.Rezolvare:

Curentul diodei se determină după formula:

I I eS

q UKT

0 1 ; de unde:

II

eS

qUKT

0

1 ;

ln ; ln ;I

IqUKT

UKTq

IIS S0 0

1 1

7

220 V

A

B

R1

C1D+

VD1

+

C2

C

VD2+

C3E

VD3

+

C4 F

VD4

R3

R2

Fig. 1.13. Redresor cu multiplicarea tensiunii

Problema 2.Dioda pe bază de Ge are IS0 = 25 A, funcţionează la tensiunea directă U =

0,1 V, şi la temperatura de T = 300 K. Să se determine rezistenţa totală R0 şi rezistenţa diferenţială rdif a diodei.Rezolvare:

Găsim curentul diodei la tensiune directă U = 0,1 V după formula:

Atunci rezistenţa diodei pentru curentul continuu (punctul de lucru):

RUI

0 110 3

,.

1,17 85

Calculăm rezistenţa diferenţială, folosind formula:

.

Luând în consideraţie faptul că IIS0, putem scrie aproximativ:

.

Problema 3.Pentru dioda din Ge temperatura se schimbă de la t1 = 20 până la t2 = 80 0C, iar pentru dioda din Si - de la 20 până la 150 0C. Să se determine raporturile curenţilor de saturaţie pentru fiecare diodă la aceste temperaturi IS02/IS01. De considerat sarcina electronului q =1,60210-19 Coulomb, constanta Boltzmann k = 1,3810-23 G/grad. Coeficienţii care caracterizează joncţiunea: pentru Ge: m=2; n=1; UG0=0,785 V. pentru Si: m=1,5; n=2; UG0=1,21 V.

Rezolvare:Curentul de saturaţie este descris de formula

unde: UEqG

g0 ; Eg - lăţimea zonei interzise în electronvolţi.

- potenţialul termic

La t = 20 oC T=0,0252 V, iar la t =80 oC T=0,0365 V

Pentru Ge:

8

Pentru Si:

Problema 4.În schema din fig. 2.22 dioda are

curentul de saturaţie IS0=10 A, să se determine tensiunea de ieşire U0.

Rezolvare:Deoarece dioda este polarizată

direct, rezistenţa diodei din Si va fi mică şi curentul în schemă se va determină de rezistenţa RL=20 k. Prin urmare curentul prin diodă:

IUR

mA

40

20 1023 ; conform legii Ebers-Moll .

- potenţialul termic. La t = 20 oC T=0,0252 V

De unde

UI

IVT

S0

0

1 0 14

ln , ;

Problema 5.Pentru schema din fig. 2.23 să se

determine componenta alternativă a tensiunii de ieşire u0 dacă ea funcţionează la temperatura de cameră.

Rezolvare:Componenta alternativă a tensiunii de

ieşire va fi egală cu componenta alternativă a tensiunii pe diodă. Poziţia punctului de lucru se determină de componenta constantă a curentului diodei:

IUR

mA

20

10 1023 ;

De aceea:

Problema 6.

9

U040 V

20 k

RL

Fig. 2.22. La problema 4

C

U0

3 V

10 k

RH

20 V


D

Trebuie de redresat tensiunea cu valoarea efectivă de 700 V, folosind numai diode de tipul Д226Б.

Rezolvare:Determinăm valoarea amplitudinii tensiunii sinusoidale:

U U Vm 2 2 700 1000 . Această tensiune în schema simplificată de redresare va fi inversă. Deoarece tensiunea inversă a diodelor de acest tip la temperaturi maximale de lucru este 300 V, atunci pentru redresare este necesar să utilizăm conectarea în serie a diodelor. Dar din cauza că rezistenţele inverse pot fi diferite pentru fiecare diodă (la unul şi acelaşi tip de diode pot să difere de câteva ori), este necesar de şuntat diodele cu rezistenţe.

Numărul necesar de diode se determină după formula:

n U k Um H inv .max,

unde kH - coeficientul de încărcare după curent (are valori de la 0,5 până la 0,8). Fie KH=0,7, atunci:

n 1000 0 7 300 4 76, , .Fie n = 5.

Valorile rezistenţelor de şuntatre se calculează după formula:

Avem RH=300 k. Schema redresorului este reprezentată în fig. 2.24.

Problema 7.Avem diode de tipul Д226Б cu un curent mai mic de cât ne trebuie. I = 400

mA. Diodele pot redresa Imax = 200 mA. De alcătuit şi calculat schema redresorului.

Rezolvare:Deoarece curentul necesar redresat întrece valoarea maximală a curentului a

unei diode (la temperaturi maximale de lucru Iredrmax = 200 mA), este necesar ca câteva diode de unit în paralel. Luând în consideraţie faptul că rezistenţele directe ale diodelor sunt diferite pentru fiecare diodă, pentru redresarea curenţilor, ce trec prin diode, este necesar de conectat în serie cu diodele rezistenţe.

Numărul necesar de diode se determină după formula: n I k Im H redr max , unde kT - coeficientul de încărcare după tensiune (are valori de la 0,5 până la 0,8). Fie KH=0,8, atunci:

n 400 0 8 200 2 5, , .Fie n = 3.Valorile rezistenţelor se calculă după

formula:

10

VD1

RH

VD2 VD5

RŞ RŞ RŞ


VD3

R

VD1

R

VD2

R


Avem R=5 . Schema redresorului este reprezentată în fig. 2.25.Problema 8.

Dioda funcţionează în schema simplă de redresare cu rezistenţa R=10 k (fig. 2.15). Dioda are Rdir = 40 , Rinv = 400 k şi C = 80 pF. Datorită influenţei capacităţii parazitare tensiunea redresată va scădea în dependenţă de frecvenţă. De găsit frecvenţa, la care curentul redresat se va micşora de 2 ori.

Rezolvare:Luând în consideraţie că RRdir şi RRinv, se poate socoti că:

la frecvenţe mici:

şi

Idir;

la frecvenţe mari: şi .

La micşorarea curentului de redresare I de 2 ori are loc ; prin urmare, . Se poate considera că , deoarece XCRinv.

.Din ,

Capitolul II.TRANZISTORUL SI MODURILE LUI DE CONECTARE 2.1. Regimurile tranzistorului

11

VD1

RH

C


Tranzistorul este un dispozitiv creat dintr-un cristal care conţine din trei domenii n-p-n (sau p-n-p) (fig. 2.1). Putem distinge 4 regimuri de lucru a tranzistorului.

Dacă nu este aplicată tensiunea, cristalul se află în stare de echilibru.

Presupunem că la colector am aplicat tensiune pozitivă (+). Joncţiunea CB se va afla într-o diferenţă de potenţial inversă şi se va închide. Dacă la bază se aplică (+), se creează un flux de electroni, el va fi cu atât mai mare cu cât va fi mărit potenţialul (+):

Grosimea bazei trebuie să fie mai subţire decât parcursul liber al electronilor. Electronul de la joncţiunea EB ajunge la joncţiunea BC şi este deplasat în colector.

Predomină regimul activ: Cu cât este mai subţire baza cu atât este mai

mare.

În cazul când potenţialul bazei şi al emitorului este zero ambele joncţiuni sunt închise, şi avem regim de tăiere (fig. 2.2).

Regim liniar (activ) - când joncţiunea BC este închisă iar joncţiunea BE - deschisă. Tensiunea UBE creşte şi odată cu creşterea ei creşte IC şi deci se micşorează rezistenţa tranzistorului. Există o dependenţă aproape liniară (fig. 2.4).

O variaţie mică a curentului bazei duce la mărirea mare a curentului colectorului IC.

Acest regim se continuă până tensiunea la bază este mai mare ca tensiunea la colector. Se deschide joncţiunea bază colector în aşa fel apare regimul de saturaţie. În acest regim tranzistorul nu mai amplifică.

12

U+

C

B

E UBE

IE

Fig. 2.2. Tranzistorul împreună cu sarcina

Fig. 2.3. Caracteristica de intrare a tranzistorului

IBE

IC

Fig. 2.4. Dependenţă IC de IBE

E

B

CU+

n

n

Fig. 2.1. Schema pentru ilustrarea principiului

tranzistorului

p

La mărirea UB se măreşte curentul în colector, ceia ce înseamnă că se micşorează rezistenţa tranzistorului. În regimul de saturaţie ambele joncţiuni sunt deschise. Electronii nimeresc şi din colector şi din bază. Acest regim trebuie evitat.

Regimul invers când se schimbă cu locurile colectorul şi emitorul. În acest caz 1, ceia ce înseamnă că emitorul nu dovedeşte să adune toţi electronii din bază (fig. 2.5).

În figura 2.6 sunt reprezentate cele trei configuraţii posibile de conectare a tranzistorului.

2.2. Conectarea tranzistorului cu emitor comunEmitorul este conectat la pământ (fig. 2.7).

Aplicăm la bază o tensiune de 1 mV şi semnal amplificat la colector nu va fi (amplitudinea e mică, trebuie să fie 0,5 V)

Aplicăm 1 V şi la ieşire avem numai semiperioada pozitivă. Aşa o situaţie nu ne satisface. Trebuie de stabilit regimul tranzistorului.

La baza tranzistorului va trece numai componenta alternativă. (fig. 2.8) Semnalul este scos tot prin condensator. Ca tranzistorul să fie întredeschis se utilizează un divizor de tensiune. Rezistenţele R1 şi R2 de obicei au o eroare de (10-20%). Curentul colectorului are o dependenţă exponenţială de UBE:

13

Fig. 2.6 Schemele de comutare a tranzistorului.

a) - cu bază comună; b) - cu emitor comun; c) - cu colector comun

IeşireIntrare

ICIE

IBUE

a)

UCB

C

E

b)

Ieşire

Intrare

IC

IB

IE

UB

UCE

E

C

B

IE

IeşireIntrare

IB

IC

UB

c)

UEC

E

C

B

CBE

Fig. 2.5. Configuraţia geometrică a tranzistorului

U+

C

B

E

Fig. 2.7. Conectarea tranzistorului cu emitor comun

Dacă temperatura se schimbă se schimbă şi IC şi trebuie să lichidăm influenţa ei. Funcţionarea circuitelor nu trebuie să depindă de parametrii tranzistorului deoarece ei sunt diferiţi. Deci la emitor se mai uneşte o rezistenţă (reacţia negativă RE)

Presupunem că din cauza erorii rezistenţelor, stabilim o diferenţă de potenţial UBE ne corectă. RE efectuează compensarea perturbaţiei iniţiale (fig. 2.9). Datorită reacţiei negative, UBE se menţine practic constant.

RC - serveşte ca sarcină pentru obţinerea semnalului, la ieşire totodată protejează tranzistorul.

R1, R2 - divizorul de tensiune, care creează regimul tranzistorului (punctul de lucru).

RE - reacţia negativă (stabilizarea termică şi stabilizarea funcţionării tranzistorul - când parametrii tehnici nu coincid cu parametrii calculaţi).

Aceste rezistenţe se calculează în felul următor:

(1)

Se presupune că iniţial se alege curentul colectorului IC. (Rezultă din coeficientul de amplificare K şi rezistenţele divizorului R1, R2).

Coeficientul de amplificare a tensiunii:

Dacă K 15, atunci UBE IERE şi această creştere poate fi neglijată. (dacă avem nevoie de K 15, facem mai multe etaje).Considerăm Ic IE şi deci:

(2)

În relaţia (2) stabilim RE:

Pentru a calcula R1 şi R2 avem nevoie de curentul bazei IB:

(3)

Curentul prin divizor: (4)

14

Ui

R1

R2

Rc

RE

Fig. 2.9. Etajul cu reacţia negativă RE

U+

Fig. 5.6. Cea mai simplă schemă a stabilizatorului cu compensare

Ui

R1

R2

Rc

Fig. 2.8. Etajul cu divizorul de tensiune pentru polarizarea bazei

(5)

Din (5) reiese că: (6)

Rezistenţa2.3. Caracteristicile tranzistorului

Dacă tranzistorul este desenat ca un cuadrupol, se pot prezenta situaţiile din figura 2.6, în funcţie de electrodul pus la masă (comun intrării şi ieşirii).

Caracteristicile statice dau relaţia dintre două din mărimile de la bornele cuadripolului (tensiune sau curent), când o a treia este menţinută constantă.Cea mai des sunt folosite caracteristicile de ieşire IC=(UCE), când IB=const. Curentul bazei se determină conform punctului de lucru.

Se disting 3 zone pe planul desenat: Regimul de saturaţie, regimul de tăiere, regimul activ (regiunea nehaşurată) (fig. 2.10).

Linia Pmax este linia care ne determină puterea maximală pe care o degajă tranzistorul dat. Caracteristicile nu trebuie să iasă în afara acestei linii.

În caracteristica de intrare (fig. 2.11) fixăm pe grafic IB0 şi găsim UB0 - tensiunea în punctul de lucru. IBO - curentul bazei în punctul de lucru.

Mai departe efectuăm calculul divizorului.În caracteristica de transfer găsim punctul de lucru, tensiunea de alimentare şi

curentul maximal:

IU

R RCC E

max ;

(7)

Ducând o dreaptă prin ICmax şi punctul de lucru, determinăm amplitudinea tensiunii la ieşire UC0. Dacă nu ne convinge această tensiune atunci schimbăm parametrii. Tot din acest grafic găsim şi curentul la ieşire IC0.Avem sistemul:

(8)

Din sistemul (8) găsim RE şi RC. Calcularea divizorului:

15

UBE

IB

Fig. 2.11 Caracteristica de intrare.

IB0

UCE

ICICmax

IB1

IB2

IB3

IB4

IB5

IB6

IC0

IC0

UCB UC0 U+

Regim de saturaţie

Regim de tăiere

Pmax

Fig. 2.10 Caracteristicile de ieşire ale tranzistorului cu emitorul comun.

- dimensionarea grafoanalitică.

Dacă avem nevoie de o stabilizare mai mare, alegem 20, iar dacă - de un coeficient mare de amplificare, luăm 10.

2.4. Conectarea tranzistorului cu bază comună.Potenţialul bazei nu se va schimba

deoarece ea este unită la pământ. Stabilirea punctului de lucru va fi similară.

2.5. Conectarea tranzistorului cu colector comun.

În cazul dat semnalul se scoate de la

emitor. - punctul de lucru.

IE se alege reieşind din puterea, care trebuie s-o primim la ieşire.

16

Ui

R1

R2

RC

RE

U+

Fig. 2.12. Conectarea tranzistorului cu bază comună

CB

UiR1

R2RE

U+

U0

Fig. 2.13. Repetor pe emitor

Descrierea conectărilor tranzistorilor.

gm= - conductibilitatea de transfer.

Aceste scheme pot fi utilizate:- dacă rezistenţa ri e mare, în schemele unde nu influenţează la semnalele de intrare (amplificatoare) (fig. 2.9).- la amplificatoare a semnalelor cu frecvenţe foarte mari (fig. 2.11, rezistenţa r i şi coeficientul KI sunt mici), deoarece între colector şi bază există o capacitate mare şi măreşte banda de frecvenţă. Şi în aceste circuite sunt utilizate rezistenţe mici.

17

Para-metrul

EC BC CC

Rezis-tenţa de

intrare ri

Rezis-tenţa de ieşire r0

Coefici-entul de ampli-

ficare în curent

KI=

Coefici-entul de ampli-

ficare în tensiune

KU=

- la surse de semnale cu rezistenţă internă mare (fig. 2.12).Transformă rezistenţa înaltă în rezistenţă joasă.

2.6. Etajul - tranzistor cu efect de câmpTranzistorii cu efect de câmp (TEC) reprezintă dispozitive electronice,

funcţionarea cărora se bazează pe modificarea conductanţei unui canal semiconductor sub influenţa câmpului electric. TEC se pot împărţi în două părţi: a) TECJ şi b) TECMOS.

a) TECJ - TEC cu joncţiune. Într-un cristal se realizează o joncţiune p-n astfel încât să rămână un canal îngust prin care poate să circule curent. Cele două capete ale canalului de tip n sunt contactate construind drena D şi sursa S. Poarta G - semiconductor de tip p, înconjoară canalul n.

Dacă aplicăm la G un potenţial negativ faţă de sursă, atunci bariera se va lărgi şi la un moment dat joncţiunea poate să închidă tot canalul şi rezistenţa va deveni brusc mare. Curentul nu va mai putea traversa canalul. Diferenţa de potenţial care este necesară pentru lichidarea curentului se numeşte tensiune de prag. (în cazul dat este negativă faţă de sursă). Din cauza că între D şi S există tot o diferenţă de potenţial UDSUGS, se deosebesc 3 regimuri de funcţionare a

tranzistorului:1) Regimul de tăiere - când tensiunea între

grilă şi sursă şi respectiv între sursă şi drenă sunt mai mici ca tensiunea de prag. În acest caz canalul se închide.UDS=0; UGSUprag. Pentru ca să parcurgă un curent prin canal, aplicăm la drenă o tensiune pozitivă şi se deschide canalul în apropierea sursei;

1) Regimul de saturaţie - când se deschide canalul la mărirea tensiunii la grilă. UGSUprag; UGDUprag, Canalul este deschis în domeniul sursei şi închis în domeniul drenei (fig. 2.15).

2) Dacă mărim şi mai mult tensiunea la grilă până când UGDUprag, avem regimul liniar - canalul este închis pe toată întinderea.

Exemplu:În fig. 2.16 este reprezentată

caracteristică de ieşire. La tensiunea UGS = = -4V = Uprag canalul este închis. Regimul de tăiere coincide cu axa orizontală. În regimul liniar are loc legea lui Ohm.

În cazul utilizării TEC ca amplificator se foloseşte regimul de saturaţie. Avantajul TEC constă în aceia electrodul de intrare G este izolat de ceilalţi doi electrozi şi este polarizat invers. Deci rezistenţa de intrare este foarte mare.

18

D

G

S

n

p

Fig. 2.14. Tranzistorul TEC-j

D

G

S

n

p

Fig. 2.15. TEC-j în regim de saturaţie

UDS

Fig. 2.16. Caracteristicile de ieşire pentru TEC-j

ID

UGS0

0 V

-2 V

-4 V

-3 V

-1 V

R. Liniar R. Saturaţie

2.7. Conectarea TEC. Rolul rezistenţelor este

de a crea regimul tranzistorului (fig. 2.17), cu alte cuvinte trebuie să plasăm punctul de lucru la mijlocul caracteristicilor (regimul de saturaţie). RS - serveşte pentru crearea diferenţei de potenţial UGS a punctului de lucru.; RD - rezistenţa de sarcină; RG - egalează cu 0 potenţialul de la poartă G.

Potenţialul porţii în punctul de lucru:

U I RGS S S0 0 ; (9) (deoarece poarta este mai negativă.)IS0 - Curentul sursei în punctul de lucru.

Deci: RUIS

GS

S

0

0

; (10)

În lipsa semnalului la intrare etajul este U= -3 V, tensiunea punctului de lucru este constantă. A doua componentă este semnalul alternativ. În fine avem suma acestor două componente - semnalul total.

IGS0 şi IS0 găsim din grafic.

19

Fig. 2.18. Construirea caracteristicilor de transfer TEC-j

Semnal de intrare aplicat la sursă.

ID

ID0

UGS

UG

UDS

ID

Punctul de lucru

UGS0

-2 V

-4 V-3 V

-1 V

UD

U+

iD

UiRG

RD

RS

U+

Fig. 2.17. Conectarea TEC-j

U0

CS

C

RS mai are şi funcţia de reacţie negativă. Poate să se întâmple ca KU1 şi pentru ca să evităm acest lucru (adică să mărim coeficientul de amplificare), conectăm capacitatea CS. Deci la sursă tensiunea nu se va schimba, deoarece cu ajutorul condensatorului CS scurtcircuităm componenta alternativă. Deci reacţia negativă dispare.

(11)

(deoarece RSRD) I f U UD G D , ;

(12)

SI

Utg

RUI tg

D

G

iD

;

;

- pantă (transconductanţă)

- rezistenţa internă a tranzistorului.1 (13)

Luând în consideraţie (12), din (13) obţinem:

I S UR

UD Gi

D 1

; (14)

Dacă avem o variaţie a tensiunii la poartă, adică UG = Ui , aceasta duce la variaţia curentului: ID = iD ; în aşa fel că va apărea tensiunea:

U u R ID D D ; (15)

Dacă (14) introducem în (15)obţinem: i SURR

iD iD

iD ; (16)

De aici: i SUR

R RD ii

i D

; (17)

Tensiunea la ieşire: u i R SUR R

R RD D ii D

i D0

; (18)

Relaţia (18) arată tensiunea la ieşire faţă de curentul alternativ la intrare.De aici:

Kuu

S uR R

R RUi

ii D

i D

0 ; (19)

Aceasta a fost o cuplare cu sursa comună, rezistenţa Ri este mare. Este de evidenţiat că semnalul la intrare e invers semnalului la ieşire. KU este mai mic ca la tranzistorii bipolari.

Mai poate fi utilizată şi schema cu drenă comună (fig. 2.19). Semnalul la intrare este acelaşi ca şi la ieşire, de unde şi denumirea - repetor.

Amplificarea după tensiune nu are loc. Avem la intrare o

rezistenţă mare şi amplificăm numai curentul, la ieşire avem o rezistenţă mică.Conectarea cu poartă comună nu se practică.

2.8. Cuplarea între etaje.

20

Ui

RG RS

U+

Fig. 2.19. Schema cu drenă comună

U0C

Ca regulă nu este destul un singur etaj pentru prelucrarea semnalelor. Ieşirea unui etaj se cuplează cu intrarea altui etaj.

1. Cuplajul prin condensator. Tensiunea la bază trebuie să fie mai mică ca la colector (fig. 2.20). Este utilizat cel mai des. Avantajul: constituie faptul că din punct de vedere tehnologic condensatorul se execută uşor şi are o bandă de frecvenţă largă. Dezavantajul: că nu se acordă impedanţa de ieşire a primului etaj cu impedanţa de intrare a etajului al doilea. Se utilizează în amplificatoarele de frecvenţă intermediară.

2. Altfel de cuplaj (fig. 2.21) este cuplajul prin transformator. Legătura galvanică nu există. Avantajul astfel de legături constă în aceia că prin potrivirea numărului de spire în bobina primară şi secundară, se pot acorda impedanţa de intrare a etajului doi cu impedanţa de ieşire a primului etaj. Astfel se obţine un câştig în amplificare. Dezavantajul: transformatorul din punct de vedere tehnologic este mai complicat. Dacă este miez din fer, atunci apar distorsiuni neliniare.

În prezent această legătură se utilizează în circuitele de frecvenţă înaltă şi intermediară, unde bobinele transformatorului deseori servesc şi ca bobine a circuitelor oscilante. La frecvenţe înalte nu este numaidecât să fie transformator cu miez.

3. Alt tip de cuplaj este cuplajul direct. Avantajul: nu este nevoie de elemente în plus, legătura este independentă de frecvenţă. Este necesar de a avea tranzistor de diferită polaritate. şi regimurile trebuiesc acordate bine. Cuplajul direct se utilizează mai des în circuitele integrate.

Problema 9.În schema din fig. 2.27 RE=5 k,

RL=10 k, EE=10 V, EC=30 V. De calculat tensiunea colector-bază UCB.

Rezolvare:Dacă temperatura, la care

lucrează tranzistorul nu este mare, atunci se poate considera ICB00. Coeficientul de transmisie a curentului

21

Fig. 2.21. Cuplajul prin transformatorFig. 2.20. Cuplajul prin condensator

U+ U+U+

-

++ - +

EE

EC

RL

RE


emitorului îl considerăm egal cu unitatea. Neglijând potenţialul la joncţiunea colectorului poate fi scris: , iar curentul colectorului .Prin urmare:

Problema 10.În schema din fig. 2.28 EE=2 V,

RE=2 k, RB=15 k, EB=3 V, RL=4 k, EC=16 V. Tranzistorul are parametrii: =0,98; ICB0= 10 A. De calculat curentul colectorului.

Rezolvare:Utilizând legea II a lui Kirchoff

pentru circuitul de intrare (emitor - bază) şi neglijând tensiunea UBE la joncţiunea emitorului, putem scrie:

Curentul bazei:

prin urmare,

de unde:

.

Găsim curentul colectorului: .

Problema 11.Un tranzistor folosit în schema din fig.

2.29. are parametrii: EC=28 V, RB=15 k, RE=1 k, RL=2 k. De calculat la care tensiune de intrare minimală, tranzistorul va lucra în regim de saturaţie. Se consideră că la hotarul regimului de saturaţie =9.

Rezolvare:În regimul de saturaţie tensiunea UCE0.

Tensiunea de intrare:

Tensiunea sursei de alimentare a colectorului:

.

Curentul emitorului .Curentul colectorului .Prin urmare, tensiunea de intrare

22

-

++

EE RL

RE

-

+EB


RL -

+EC

EC

REUin

RB

RL

IE

IC

IB


.Dacă tensiunea sursei de alimentare

,

atunci curentul bazei .

În aşa fel, definitiv primim .

Problema 12.În schema din fig. 2.30 (RB=50 k,

RL=10 k, EC=24 V) se foloseşte tranzistorul cu coeficientul de transfer a curentului bazei =9. De calculat tensiunea colector-emitor UCE .

Rezolvare: Neglijând curentul ICB0, avem

de unde

Problema 13.În schema din fig. 2.31. se foloseşte

tranzistorul cu coeficientul de transfer a curentului bazei =50 şi cu curentul indirect a joncţiunii colectorului ICB0=10 A. Se ştie, că IC=1 mA, EC=15 V UCE=6 V. De calculat rezistenţa bazei RB

şi rezistenţa sursei RL.Rezolvare:

Pentru curentul colectorului:,

de unde:.

Rezistenţa bazei: .

Tensiunea de alimentare ,

de unde .

Problema 14.

23

EC

UCE

RB

RL IC

IB


EC

UCE

RB

RL IC

IB


Pentru schema amplificatorului din fig. 2.32 de calculat R1, R2, R3, R4, dacă punctul de lucru este caracterizat de parametrii: IC=1 mA, UCE= - 6 V. Coeficientul de amplificare în tensiune

KU= -8.Rezolvare:

Aici

Ştiind UCE aflăm tensiunea rezultantă a rezistenţelor colectorului

. Neglijând curentul ICB0, primim

. Prin

urmare .Pentru KU 10 are loc relaţia

aproximativă: , de unde:

Cum se vede, rezistenţa RE este rezistenţa R3. Tensiunea pe această rezistenţă este:

. Respectiv . În aşa fel: .

Calculul rezistenţelor divizorului. Pentru funcţionarea stabilă a schemei este necesar ca curentul din rezistorul R2 să fie de 5-10 ori mai mare ca curentul bazei. Deoarece IB=20 A, luăm Idiv=200 A.

Neglijând tensiunea la joncţiunea emitorului, se poate considera, că UB UE -16 V, de unde .

Determinăm R1:.

Problema 15.Tranzistorul cu efect de câmp

cu curentul drenei IDmax =2 mA; şi conductanţa de transfer Smax = 2 mA/V, este conectat în schema amplificatorului din fig. 2.33. cu sursă comună. Rezistenţa sursei RL=10 k. De calculat coeficientul de amplificare după tensiune dacă:a) UGS= -1 V;b) UGS= -0,5 V;c) UGS= 0 V.

Rezolvare: Găsim tensiunea porţii: Up=2 IDmax /Smax = 2,2 10-3/(210-3) = 2 V.

Determinăm panta caracteristicii tranzistorului pentru UGS= -1 V:

24


RL=8 k

=50

R3

R4

R2

R1

IB

IC

IE

E=-30 V

UiRG

RD

RS

U+


U0

CS

C

S = Smax (1 - UGS/Up ) = 2(1 - 1/2) = 1 mA/V. Coeficientul de amlificare în tensiune:

KU = S RL = 1 10-310103 = 10.Pentru tensiunea UGS= -0,5 V avem:

S = 2(1 - 0,5/2) = 1,5 mA/V. KU = S RL = 1,5 10-310103 = 15.

Pentru tensiunea UGS= 5 V avem:S = 2(1 - 0/2) = 2 mA/V.

KU = S RL = 210-310103 = 20.Problema 16:

Pentru un tranzistor cu efect de câmp (fig. 2.33) cu IDmax = 1 mA şi Up = 4 V de calculat:a) curentul care va trece la conectarea indirectă a tensiunii UGS= 2 V;b) panta S şi panta maximală Smax în acest caz.

Rezolvare: a) Curentul îl aflăm din relaţia IC = IDmax (1-UGS/Up)2 = 110-3(1 - 2/4)= = 0,25 mA.b) Panta caracteristicii tranzistorului cu efect de câmp:

S IU

IU

UU

mAVC

GS

D

p

GS

P

21

2 104

124

0 253

max ,

Panta maximală: .

Problema 17.În amplificatorul

schema căruia este reprezentată în fig. 2.34, la UGS = 2 V curentul drenei este ID = 1 mA. De calculat:a) Rezistenţa rezistorului RS, dacă tensiunea ce cade pe RG poate fi neglijată; b) Tensiunea E, dacă RL = 10

k, UDS= 4 V.Rezolvare:

RS = UGS/ ID = 2,0/110-3 = 2 k;E = ID RL +UDS + ID RS = 10 + 4 + 2 = 16 V.

Problema 18.Tranzistorul cu efect de câmp cu canal de tip n se foloseşte în amplificatorul

schema cărui este reprezentată în fig. 2.33. Tensiunea de prag Up = -2 V, curentul drenei maximal IDmax = 1,8 mA. Se ştie, că la tensiunea sursei U = 20 V curentul drenei ID = 1 mA. Modulul coeficientului de amplificare în tensiune KU = 10. De calculat:a) Tensiunea grilă-sursă UGS ;b) Panta tranzistorului în punctul de lucru S;c) Rezistenţa rezistorului sursei RS;d) Rezistenţa în conturul drenei RD;

25

Ui

RG

RL

RS

E


CS

C

Se consideră, că rezistenţa internă a tranzistorului Ri RD şi că la frecvenţa de lucru rezistenţa capacităţii este foarte mică.

Rezolvare: Determinăm tensiunea grilă sursă UGS, folosind expresia:

IC = IDmax (1-UGS/Up)2

Înlocuind datele cunoscute obţinem:110-3 = 1,810-3 (1 - UGS/2)2 , de unde UGS= 0,5 V.

Calculăm panta maximală a caracteristicii dispozitivului:

Prin urmare, panta tranzistorului în punctul de lucru:

SIU

UU

mA VD

p

GS

P

2

1 1 8 10 10 52

1 353max ,,

,

Calculăm rezistenţa în conturul sursei:RS = UGS/ID = 0,5/(110-3) = 0,5 k..

Luând în consideraţie, că Ri RD, RS se calculă din relaţia KU=S RL,, de unde: RS = KU/S = 10/(1,3510-3) = 7,4 k..

Problema 19.Repetorul pe sursă (fig.

2.35) are curentul drenei ID = 5 mA şi S = 2 mA, RL= 500 , URs

= USD. De calculat următoarele mărimi: a) KU; b) Rieş; c) ED.

Rezolvare: AiciKU = SRS/(1+RS) =

210-3500/(1+2103 500) =0,5;

Rieş = RS/(1+RS) =500/(1+2103 500) =250 ;URL= IDRL= 510-3 500 = 2,5 V; ED = 2,5 + 2,5 5 V.

Capitolul IIIREACŢIA ÎN CIRCUITELE ELECTRONICE

3.1. Tipurile de reacţie

26


RG

RS

C

EDEGUin

RL

Prin reacţie vom înţelege procedeul de aplicare a unei părţi din semnalul de ieşire la intrare. Circuitele prin care se realizează această transmitere le vom numi buclă de reacţie. În dependenţă de aceia cum este scos semnalul de la ieşire, deosebim: reacţie în curent şi reacţie în tensiune.

1. Presupunem că avem un etaj amplificator (fig. 3.1), unde Zr - impedanţa de reacţie. Tensiunea care formează reacţie este scoasă de pe o rezistenţă legată în serie cu amplificatorul. Avem reacţie în curent, deoarece tensiunea întoarsă la intrare este proporţională cu curentul. Ur ~ I0.2. În fig. 3.2 avem un etaj amplificator unde Zr - impedanţa de reacţie. Tensiunea care formează reacţie este

scoasă de pe o rezistenţă legată în paralel cu amplificatorul. Avem reacţie în tensiune, deoarece tensiunea întoarsă la intrare este proporţională cu tensiunea. Ur ~ U0.

3. Mai există reacţie mixtă (varianta combinată), reprezentată în fig. 3.3. În cazul dat avem reacţie parţial în curent şi parţial în tensiune. Practic întotdeauna este reacţia mixtă, însă noi idealizăm cazurile. O parte a semnalului scos de la ieşire Ur se aplică la intrare.

După felul de aplicare a semnalului la intrare deosebim:1. Reacţia serie (Fig. 3.4 semnalul de reacţie este unit în serie cu sursa).2. Reacţie paralelă (fig. 3.5 semnalul de reacţie este unit în paralel cu sursa).3. Reacţia mixtă (varianta combinată, semnalul de reacţie este unit şi în paralel şi în serie) (fig. 3.6).

27

ZrUi U0

Ur

Fig. 3.1. Reacţie în curent

Z1

UiU0

Ur

Fig. 3.2. Reacţie în tensiune

Zr

Z1

UiU0

Ur

Fig. 3.3. Reacţie mixtă

Z2Zr

Z1

Ur

Fig. 3.4. Reacţia serie

Z

Ur

Fig. 3.5. Reacţia paralelă

Ca exemplu de reacţie în curent, serie poate servi rezistenţa RE din schema conectării tranzistorului cu emitor comun, deoarece Ur se adaugă la Ui, în aşa fel rezistenţa se măreşte (fig. 3.7).

Pentru a caracteriza cantitativ reacţia se utilizează coeficientul de reacţie , care pentru

putere reprezintă: pentru curent:

pentru tensiune:

(1)

Practic se utilizează U şi se notează simplu - coeficientul de reacţie al schemei.

Pentru o analiză generală vom utiliza schema din fig. 3.8. care reprezintă un amplificator cu coeficientul K:

(2)

28

Z1

Ur

Fig. 3.6. Reacţia combinată

Z2

Z4Z3

U0

I0

K

Ui Ii

U1 I1

Ur Ir

Fig. 3.8. Schema pentru analiză generală a reacţiei

U+

Fig. 3.7. RE - reacţie serie în curent

RE

Ui

coeficientul de transfer:

(3)

Relaţiile dintre aceste mărimi: (4)

Împărţim (4) la U0:

(5)

Obţinem:

(6)

(7)

(7)

3.2. Reacţia negativă:Reacţia negativă are loc atunci când K + = = 180 o, în acest caz:

. şi (8)

Relaţia (8) ne caracterizează reacţia negativă. Kr K. Semnalul care este întors prin bucla de reacţie e invers semnalului aplicat la intrare. În acest caz semnalul din buclă se va scădea din semnalul aplicat la intrare. Reacţia negativă îmbunătăţeşte proprietăţile amplificatorului.

3.3. Influenţa reacţiei negative asupra stabilităţii amplificatorului.Amplificatorul are mai multe elemente care au anumite erori, care pot să

influenţeze asupra proprietăţilor amplificatorului. Pornind de la expresia (8) luăm derivata ei:

(9)

Descompunem în diferenţiale:

29

(10)

Împărţim (10) la (8) şi obţinem:

(11)

Eroarea relativă a amplificatorului cu reacţie (termenii de instabilitate) este de 1+K ori mai mică de cât eroarea relativă a amplificatorului fără reacţie. De obicei produsul K, care poartă denumirea de coeficient de amplificare în bucla închisă. (K 1).

Cum reiese din (8), dacă K 1, atunci:

3.4. Influenţa reacţiei negative asupra impedanţei de intrare Zi.

a) Cazul reacţiei serie (conectării serie). După definiţie , pentru cazul nostru

Ui este U1+Ur (deoarece Ur este reacţie negativă) deci:

(12)

Expresia (12) ne demonstrează că reacţia negativă serie măreşte impedanţa de intrare de (1+K) ori, ceia ce poate fi util când avem o sursă cu o rezistenţă mare.

b) Cazul conectării paralele a reacţiei (U1=Ui). În acest caz

(13)

(14)

1/Z - conductivitatea proprie a amplificatorului fără reacţie.În cazul conectării paralele a reacţiei conductibilitatea schemei se va mări cu (1+K) ori, deci rezistenţa se va micşora.3.5. Reacţia pozitivă.Ne întoarcem la expresia (7) şi presupunem că K+=2n (n=0,1,2,...)

În acest caz ; obţinem Kr K (0 K 1)

Cazul când K 1 şi Kr (semnalul la intrare chiar dacă e zero, la ieşire oricum vom avea semnal) - reprezintă condiţia de autooscilaţie. În acest caz obţinem un oscilator (dispozitiv care generează singur semnal).

Reacţia pozitivă se utilizează mai mult pentru a obţine oscilatoare.Capitolul IV

AMPLIFICATOARE DE PUTERE (ETAJE FINALE)De obicei în schemotehnică se practică: dacă avem un semnal slab - mai întâi

amplificarea în tensiune (deoarece are o rezistenţă mare la ieşire), însă pe noi în final ne interesează puterea, deşi în etajul final noi avem nevoie de a urma amplificarea în curent. Trebuie de considerat şi randamentul mare.

30

4.1. Amplificatorul final în contratimp cu transformator (regimurile B şi AB)

Avem tranzistorii conectaţi cu emitor comun (fig. 4.9). Deci folosim caracteristicile pentru emitorul comun. În amplificatorul dat se utilizează regimul B pentru tranzistor, ceea ce înseamnă că în fiecare semiperioadă funcţionează câte un tranzistor (semiperioadă pozitivă - un tranzistor, semiperioadă negativă - alt tranzistor).

În cazul când semnalul lipseşte curentul prin ambii tranzistori este minimal.

Punctul de lucru (adică punctul iniţial) este punctul B de pe grafic (fig. 4.10). Puterea degajată în starea iniţială este aproape egală cu zero.

Pentru excluderea distorsiunilor neliniare, cu ajutorul rezistenţelor R1 şi R2 se stabileşte curentul punctului de lucru:

IC min = (0,050,15) ICM. (1)Calculul se face pentru unul din braţe.

U EU

CMCadm 2

;

unde: Ucadm, ICadm - tensiunea şi curentul admis pentru tranzistor. ICM ICadm

Fiecare din braţe va dezvolta puterea:

P PPL

transf .

; (2)

PP

I UL

transfCM CM

2 12

; (3)

unde P - reprezintă puterea degajată de amplificator în sarcină.Puterea consumată de la sursă:

31

Ui

R1

R2

T1

T2

RL

Fig. 4.9 Amplificatorul final cu transformator(regimurile B şi AB)

Tr1 Tr2

Fig. 4.10. Caracteristicile pentru regimurile B şi AB

UCE

IC l

B

UCmin UCM

EC

ICmin

I CMI C

m

ax

P EI

IEI

ECM

CCM

2

2 min ; (4)

Randamentul amplificatorului:

PPE 4

; (5)

unde: U

ECM - coeficientul de utilizare a sursei de alimentare.

max = 78,5%, dacă = 1, UCM = E.Puterea dezvoltată de tranzistor va fi maximală în cazul când amplitudinea

tensiunii şi a curentului au o valoare intermediară I*CM, U*

CM:I*

CM = * ICM ; U*CM = * UCM ;

2P P PC E (6)Înlocuim relaţiile (3) şi (4) în (6). În acest caz:

22 1

22

2

2

P E I I U I EC C CM CM CM CM C

;

rezolvăm ecuaţia şi obţinem pentru puterea maximală:

*= 2/ = 0,637; *= /4 * = 0,5;

Deci: P PC max ;2

2 unde P - puterea

medie. Având această valoare, alegem tranzistorul.

Regimul bazei se va determina după caracteristica de intrare (fig. 4.11).

Alegem rezistenţele R1 şi R2 după metodele care le-am folosit mai înainte.

Puterea de intrare:

PI U

iBM BM

2;

(7)

Coeficientul de amplificare în putere:

KPPP

L

i

;

Rezistenţa de intrare a amplificatorului:

RUIi

BM

BM

; (8)

Pentru evoluarea distorsiunilor neliniare se va construi dependenţa IC=(Ui) pentru valoarea dată a lui RG pentru unul din braţe (vezi cazul precedent). Cu ajutorul acestor caracteristici se vor determina curenţii ICM, I1, ICmin care corespund UGM, 1/2 UGM şi UGM = 0.

Se introduce coeficientul de asimetrie a braţelor b în aşa fel că printr-un braţ curentul este 1+b, iar prin altul 1-b. (din îndrumar) b1. Având aceste date găsim următoarele valori:

ICM = (1+b) ICM; I1= (1+b) I1; IOC = (1+b)ICmin - (1-b) ICmin;I2 = - (1-b)I1; IC min = -(1-b)ICM.

Găsim amplitudinile armonicelor:

32

IB

Fig. 4.11. Determinarea regimului bazei după caracteristica de intrare

UB

UOB UBM

I BM

I Bm

ax

IBmin

I I IC CM1 123

; Ib

I IC CM C2 32 min ; I I IC CM3 1

13

2 ;

I b I I IC CM C4 164 6 min .

Calculăm coeficientul armonicelor:

KI I I

IGC C C

C

2 3 4

1

2 2 2

4.2. Amplificatoarele de putere fără transformatorAvantajele: dimensiuni mici, posibilitatea de utiliza varianta circuit-integrat,

distorsiuni neliniare mici.

Amplificatoarele de putere fără transformator în regimul A:

În cazul dat avem conectarea colector comun (CC). Semnalul se aplică faţă de pământ. La intrare deci e aplicat o jumătate din potenţialul tensiunii de alimentare. Presupunem ca avem alimentare simetrică (E+ =E-). În acest caz amplitudinea semnalului la ieşire va fi limitată de amplitudinea maximal - posibilă a semiperioadei negative (tranzistorul este închis).

U ER

R RLmL

L E

; (1)

Puterea sarcinii

PUR

E R

R RL

Lm

L

L

L E

12

12

22

2 ; (2)

Puterea maximală ce se degajă în sarcină va fi când RL= RE (jumătate din tensiunea de alimentare):

PERL

Emax

2

8; (3)

Puterea consumată de la sarcina de alimentare

PE

REE

2 2

; (4)

Puterea care se degajă în tranzistorP P P PT E L RE ; (5)

În cazul când avem PL= 0,

PER

PTE

L 2

8 max ; (6)

Dacă la intrare e zero, la ieşire semnalul tot e zero şi curentul prin tranzistor e egal cu curentul prin RE, deci

P IEER

EERT

E E

2

De aici se vede că randamentul e mic

P

PL

E

max %1

166 .

4.3. Schema amplificatorului fără transformator care funcţionează în regimul B.

33

Dacă la intrare avem zero, ambii tranzistori vor fi închişi şi curenţii prin tranzistori va fi zero.

Dacă aplicăm la intrare un semnal sinusoidal, tranzistorul de sus se deschide la +0,5 V, cel de jos - la -0,5 V (fig. 4.14). La ieşire vom avea un semnal distorsionat. Ele pot fi înlăturate în cazul când creăm la intrare o tensiune mică iniţială în aşa fel ca primul tranzistor să se deschidă îndată, iar când se deschide primul, îndată se deschide al doilea. Pentru aceasta se introduc divizori care crază această diferenţă de potenţial (rezistenţe sau diode). În acest caz avem regimul AB. (adică avem o diferenţă de potenţial mică).

Amplitudinea semnalului în acest caz se determină de sursa de alimentare (pozitivă sau negativă depinde de semiperioadă).

ULm = E; (1)UCEsat 0.

PERL

Lmax

2

2

; (2)

Totul cade pe sarcină.

PE I

ELm

2

; (3)

unde: IURLm

Lm

L

;

PERE

L

2 2

. (4)

P

PER

RE

L

E L

Lmax , %2

22 2 478 5 - avem un randament mare.

Puterea degajată pe tranzistor va avea valoarea maximă în cazul când:

; (5)

(atunci când valoarea curentului şi tensiunii au o valoare intermediară).

În acest caz:

PERT

L

1

2

2

Pentru micşorarea distorsiunilor care apar din cauza că când semnalul e mai

mic ca 0,5 V pentru tranzistori se creează regimul AB cu ajutorul rezistenţelor sau a diodelor conectate între baze în aşa fel ca curentul colectoarelor în punctul de lucru să fie IC = (0,050,15)Ilm.

34

Fig. 4.13. Schema amplificatorului de putere fără transformator

Ui

VT1

VT2

RL

E-

E+

E+

VD2

VD1

E-

- 0,5 V

+ 0,5 V

Fig. 4.14. Formele semnalului cu diodele VD1, VD2 şi fără

Astfel de etaj final nu amplifică tensiunea din cauza că avem două repetoare conectate în contratimp. Obţinem numai amplificare în curent. Ki +1 .

4.4. Calcularea parametrilor amplificatorului de putere cu preamplificator.Se dă: PL, RL.

I PRCm

L

2

;

unde: P 1,1PL - puterea degajată de ambele braţe.De aici se calculează amplitudinea curentului la colector:

UP

ICmCm

2

;

UCmin se determină din caracteristicile de ieşire (fig. 4.16).Puterea poate fi exprimată şi ca:

PU ICm Cm

2;

E UCm+UCmin (0,40,5)UCadm

Rezistenţele de la R1 R4 stabilesc punctul de lucru A. Tranzistorii trebuie să fie complementari (T2 şi T3) - să aibă aceiaşi parametri, coeficienţi şi IS

să fie aproape egali. Curentul divizorului trebuie să fie de 4 -5 ori mai mare ca curentul bazei.

Curentul colectorului mediu:

II

CmedCm

;

Puterea consumată de etaj:

PE = 2EICmed. PPE

.

Curenţii în punctele limită a dreptelor de lucru IBA, IBM:

II

BACA

min

;

II

BmCm

min

;ICA = (0,050,15) Icm.

Valorile tensiunilor UBA şi UBm. Se vor determina după caracteristicile de intrare a tranzistorului reieşind din IBA

şi Ibm.

Având aceste date putem calcula amplitudinea semnalului la intrare:

Uim = UBm + Uom Uom;Puterea semnalului la intrare:

P U Ii i Bm 12

;

Coeficientul de amplificare:

35

Fig. 4.15. amplificatorului de putere cu preamplificator

VT2

E-

R1

E+

VT3VT1

RC1

RC1

R2

R3

R4

RL

UCE

IC

Fig. 4.16. Construirea dreptei de lucru pentru tranzistorii etajului de putere

B

UCmin

UCm

EC

I Cm

A

KPPP

O

i

.

Tranzistorul conectat cu emitor comun trebuie să aibă o bandă de frecvenţă corespunzătoare:

f f 2 4 max ;unde: max - frecvenţa maximală a amplificatorului.

ff

, - frecvenţa la bază.

Aceasta are loc, deoarece când avem conectarea emitor comun, între colector şi bază capacitatea micşorează banda de frecvenţe (reacţionează cu bucla de reacţie). Cum se poate calcula practic o astfel de schemă?

Se dă: schema din fig. 4.15, PL - 2 W; RL - 10 ; EG - 600 mV; RG - 10 . Puterea care o vor degaja tranzistorii:

P 1,1PL = 2,2 W;

IP

RACm

L

2 4 4

100 66

,, ;

UP

IVCm

Cm

2 4 4

0 666 6

,,

, ;

Din caracteristica de ieşire: UCmin 1 V; E = UCM + Umin = 6,6 + 1 = 7,6 V; E = 8 V; Alegerea tranzistorului: se aleg după catalog (o pereche de tranzistori

complementari) unde: UCadm 2E. Trebuie să asigure curentul ICm 1 A (cu rezervă) şi P. Presupunem că am găsit tranzistorii respectivi cu parametrii:

= 25, IBM = ICm/ =15 mA. Calculăm divizorul R1 R4.

Potenţialul bazei tranzistorului T2 în punctul de lucru alegem reieşind din valoarea curentului iniţial prin tranzistorul T2 şi T3 şi caracteristicile de intrare.De exemplu presupunem ICO = 10 mA, atunci:

II

mABOCO

1025

0 4, .

După caracteristica de intrare găsim: UBO = 0,45 V.Dacă avem nevoie de o amplitudine mai mare şi admitem o calitate mai inferioară, atunci alegem un curent a divizorului mai mic.Decidem: I I mAd BC 2 0 4 2 0 8, ,

R RE UI I

kBEO

d BO1 4

8 0 451 2

6 3

,

,, ;

R RUI

kBE

d2 3

0 450 8

0 56 ,,

, ;

Calculăm preamplificatorul pe baza tranzistorului T1. Coeficientul de amplificare a preamplificatorului în tensiune (a primului etaj):

KR R

R RUC i

G i1

1 2

1

1

; 1

II

ies

rint.

Nu luăm în consideraţie rezistenţa internă a tranzistorului T1, deoarece T1 este conectat invers şi are o rezistenţă foarte mare. Se ia în consideraţie în cazul când RC e comparabil cu REC (e foarte mare).

36

K

R R RR

r RU

C L

GE E

1

1 2 2

11 2

; (*)

R r r R

R R Ri B E E

i L E

1 1 1 1

2 2 1

1

R1 şi R4 au valori mari şi se neglijează.Pe acasă: a) de urmărit de ce Ri1 şi Ri2 au aşa formă; b) de urmărit trecerea pentru KU1 de la formula precisă la formula

aproximativă IE = (+1)IB.

Pe de altă parte preamplificatorul trebuie să asigure KUEU

Cm

G1

6 60 6

11 ,, .

Determinăm RC1 ştiind KU, şi folosim formula aproximativă pentru KU1.Alegem un tranzistor pentru preamplificator cu parametrii: 1=50; rE1=5 În acest caz ecuaţia (*) conţine 2 necunoscute RE1 şi RC1. Alegem o valoare

pentru RC1 şi calculăm RE1.Avem puterea preamplificatorului: P/25 = 2/25 = 0,08 W, şi tensiunea de

alimentare 8 V, putem calcula curentul I=10 mA. şi deci rezistenţa RC1 2 k, şi respectiv RE1 = 47 k.

RR

KC

EU

1

11 ceea ce în cazul nostru nu-i adevărat, ceea ce înseamnă că

influenţează sarcina etajului al II-lea (rezistenţa e mică a et. II) Amplitudinea curentului de intrare:

I

UR R

Er R

mAimim

G i

G

E E

1 1 1 1

0 650 5 47

0 23

,, . RG = 10 o neglijăm.

Câştigul sau amplificarea în putere:

KPP

PU IP

L

i

L

im im

2 4 40 6 2 3 10

3 2 1044,

, ,, .

4.5. Amplificatoare acordateVom numi amplificator acordat amplificatorul care amplifică semnalul într-o

anumită bandă de frecvenţe.

Conturul oscilant.

Pot fi contururi oscilante serie şi paralel:

37

L C

L

C

a) serie b) paralel

Fig. 4.17. Contururi oscilante

Impedanţa inductanţei este L, iar impedanţa capacităţii 1C

.

La o frecvenţî anumită aceste valori vor fi egale:

L = 1C

= 1LC

; =1

2 LC - frecvenţa de rezonanţă.

Frecvenţa de rezonanţă.

Mai des aceste curbe se desenează în scara logaritmică (frecvenţă), deoarece curba devine simetrică.

Sensibilitatea la banda de frecvenţă este în scara logaritmică (fig. 4.19).

Pentru a realiza legătura dintre parametrii C, L. şi frecvenţe se introduce noţiunea de factor de calitate - Q - mărimea care indică relaţia dintre energia acumulată şi energia disipată într-o perioadă. Factorul de calitate ale contururilor oscilante este de ordinul 100.

Pentru inductanţă putem utiliza o schemă echivalentă:

QL

RL ;

Pentru condensator:

QC

GC ; G

R

1.

L R

C

R

38

X

1

0,7

B

f

3 dB

dB

0f0

Fig. 4.19. Banda de frecvenţă este în scara logaritmică

z

r

a) Contur serie

z

b) Contur paralelFig. 4.18 Curbele de rezonanţă

r

Pentru contur la frecvenţa de rezonanţă factorul de calitate va fi:

QQ Q

Q Q RLC

L C

L C

1

.

unde: R - rezistenţa totală serie; Q - parametrul conturului oscilant.Există următoarea relaţie între banda de frecvenţă B şi 0, Q:

BfQ

0 .

Amplificatorul acordat:Deosebirea dintre amplificatorul

simplu şi amplificatorul acordat (fig. 4.20) este într-aceea că în loc de RC - avem un contur oscilant şi deoarece

coeficientul de amplificare este RR

C

E, în

cazul dat coeficientul de amplificare va depinde de frecvenţă, deoarece rezistenţa unită la colector depinde de frecvenţa. La frecvenţa de rezonanţă coeficientul de

amplificare va fi maxim.Parametrii ce caracterizează amplificatorul acordat:1. Frecvenţa de acord - 0 sau 0:

01

LCcon

; Ccon - toată capacitatea care participă la procesul de oscilare.

Banda de frecvenţă B = 2;1. Factorul de calitate:

QfB

ff

0 0

2 ;

2. Rezistenţa caracteristică:

L

Ccon;

39

Ui

R1

R2RE

Fig. 4.20. Amplificatorul acordat

L C

CE

Uo

R1

R2RE

Fig. 4.21. Amplificatorul acordat real

L

Ccont

CE

C1

RG

EG

E

RL

CLVT

3. QR

.

Pentru a calcula corect această schemă utilizăm o schemă echivalentă (fig. 4.22); unde UC - tensiunea totală a conturului.

Schema aceasta se deosebeşte de cea precedentă prin aceea că în contur sunt incluse parţial tranzistorul şi sarcina, adică va influenţa mai puţin conturul. Efectul de amortizare a sarcinii şi a tranzistorului va fi mai mare dacă ele sunt incluse complet. Prin includerea parţială obţinem creşterea factorului de calitate, micşorarea pierderilor, deci măreşte selectivitatea amplificatorului (adică se micşorează banda de frecvenţe a amplificatorului acordat, ceea ce ne trebuie).

Trecerea la schema echivalentă:RB - este R1 şi R2 unite în paralel faţă de P. fix., rB şi rE sunt rezistenţele

interne a bazei şi emitorului. rE e unit la pământ, deoarece avem componenta alternativă şi CE scurtcircuitat cu RE. Joncţiunea colector - baza conţin rC

*, CC* şi

generatorul de curent a colectorului iB. R - rezistenţa inductanţei; Ccont - capacitatea conturului. Colectorul e conectat parţial la contur şi sarcina la fel este unită parţial la contur.

CL - nu influenţează asupra parametrilor, deoarece avem o rezistenţă mică (frecvenţa mare) joacă rolul de selector.

Factorul de calitate a conturului de obicei este mai mare decât factorul de calitate echivalent a amplificatorului, Q Qech, din cauza şuntării conturului de către tranzistor şi sarcină. Pentru a considera acest efect se introduce rezistenţa echivalentă cu ajutorul următoarelor relaţii:

1 1

0

2 2

R RmR

mRech

C

T

L

L

; (1)

unde: RT - rezistenţa de ieşire a amplificării pe baza tranzistorului (U/I a tranzistorului în regimul de lucru) (componenta alternativă);Rech - rezistenţa echivalentă a conturului;mC, mL - factor de includere;R0 - rezistenţa de rezonanţă a conturului (proprie);R - rezistenţa care cauzează pierderile;

40

Fig. 4.22. Schema echivalentă al amplificatorului acordat

RG

EG

L

RB

rB

rE

rcol

Ccol

R

Ccont

R CLUC

ULU1

iB

Rr

TC1 ; rC - valoarea eficace a rezistenţei colectorului (are loc amplificarea

curentului de ori).RL - rezistenţa sarcinii;

mU

Um

UUC

contL

L

cont

1 ; ;

U1 - tensiunea de ieşire a tranzistorului (componenta alternativă).

Q QRRechechiv

0

Influenţa capacităţilor parazitare asupra conturului poate fi considerată prin introducerea capacităţii totale în contur. Pe lângă capacitatea Ccont mai influenţează şi capacitatea CL, capacitatea joncţiunii colector - bază.

C C C m C mtot con T C L L 2 2 ; C C CT col C 1 *;

Având în vedere ultima expresie obţinem că frecvenţa de acord reală va fi:

1LC

;

unde: C - capacitatea totală.Respectiv din această cauză se va modifica şi factorul de calitate a conturului.

Q

R RLC

1 şi

Q QRRech

ech

0. (2)

Coeficientul de amplificare la frecvenţa de acord:

KR m m

R r rUech C L

g b E0 1

; (3)

Exemplu: Pentru aceiaşi schemă sunt date următoarele condiţii: RG=100 ; RL=1 k; CL=100 pF; 0= 500 kHz; Qech 35; KU0 20.

Rezolvare:1.Se alege un tranzistor a cărui frecvenţă T unitară este cu mult mai mare ca frecvenţa de acord. = . Alegem T = 150 MHz.2. Se calculează R1, R2, R3. (Vezi exemplele precedente).3.Considerăm de la început că mC = mL = 1. Din catalog pentru tranzistorul ales găsim CC = 7 pF; = 30. Deci: CT = CC

*= CC(1+) - capacitatea de ieşire a tranzistorului. Obţinem CT 210 pF (consultând standardele).Pentru ca capacitatea de ieşire a tranzistorului CT şi CL să nu influenţeze frecvenţa de acord a conturului, alegem capacitatea Ccont (CT + CL). Considerăm Ccon=10 nF. Putem calcula valoarea inductanţei.

L

C C fH

cont cont

1 1

210

02 2

.

Consultând literatura considerăm că pentru inductanţele de dimensiuni mici în diapazonul de frecvenţă 0,11 MHz factorul de calitate variază între 20100.Găsim o inductanţă cu Q=50.

Deci rezistenţa: RQ Q

LCcont

1 150

10 1010 10

0 636

9 , .

Rezistenţa proprie a conturului:

RL

C Rcont0

6

9

10 1010 10 0 63

1470

, .

41

4. Determinăm rezistenţa echivalentă a conturului din expresia:1 1

0

2 2

R RmR

mRech

C

T

L

L

; unde: Rr

TC1 ,

rC se găseşte sau din caracteristici sau din datele din catalog. Din caracteristici

obţinem: rUI

kC

600 . Tranzistorul pe baza de Si - are rezistenţă mare, pe baza

de Ge - mai mică. Deci RT= 20 k (Ge). Găsim Rech= 595 .

5. Calculăm Qech: QfB

QRRech

ech 0

0

50595

147020 .

6. Coeficientul de amplificare la frecvenţa de acord:

KR m m

R r rUech C L

g b E0 1

30 595100 700

22

, rE, rb - din catalog sau din caracteristici.

7.Comparăm rezultatele obţinute cu ceea ce se dă în condiţiile problemei. Din cauza şuntării conturului Qech şi respectiv Rech sunt mici.

Facem recalcularea socotind că mL = 0,5. Ne legăm de RL deoarece acţiunea lui RL asupra Rech este mai evidentă (RT e prea mare). Deci obţinem:

Rech = 1,08 k; Q QRRechech 0

501 081 47

36 5,,

, ; KU 0

30 1 08 0 50 8

20

, ,,

.

Deci am obţinut rezultatele normale.

Capitolul VSTABILIZATOARE DE TENSIUNE

5.1. Stabilizatoare parametrice cu dioda Zener

42

RL

RB

ULUi

IL

Fig. 5.1. Stabilizator parametric cu dioda Zener

VD

Atunci când variază tensiunea între Ust min. şi Ust. max. variază şi curentul Ist. min şi Ist. max. Rezistenţa diferenţială a stabilizatorului este mică (o variaţie mică a tensiunii provoacă o variaţie mare a curentului) şi RB compensează această variaţie a tensiunii pe RL.

Tensiunea de intrare va avea 2 componente:

U U Ui R stb . (1)

U I I RRb st L b .Dacă se schimbă tensiunea de intrare cu:

Ui = URb = Ist Rb. (2)Parametrii stabilizatorului:

Randamentul:

PP

U IU I

L

i

L L

i i (3)

Coeficientul de stabilizare

(4)

relaţia (4) reprezintă raportul valorilor relative.Rezistenţa de ieşire a stabilizatorului (trebuie să fie cât mai mică).

(5)

R0 = Rd (6)

(6) - rezistenţa diodei. Pentru schema concretă (de mai sus)

Aceste expresii pot fi introduse în (4) şi obţinem:

43

Ist.max

Ist.min

Ist.nom

Ust.maxUst.min

Ust.nom

Fig. 5.2. Caracteristica volt-amperică a diodei Zener

IUst.max

U

(7)

Pentru astfel de scheme de obicei coeficientul de stabilizare este mai mic ca 50.

(8)

5.2. Stabilizator cu compensare (se utilizează cel mai des)În fig. 5.3. este prezentată schema bloc a stabilizatorului în care ca regulator a

curentului serveşte tranzistorul; iar URef. - referinţa - dioda Zener; AD - amplificator diferenţial, iar în fig. 5.4 - Cea mai simplă schemă a stabilizatorului cu compensare. Tensiunea faţă de pământ este determinată de dioda Zener, iar tensiunea baza-emitor este aproximativ 0,5 V care determină joncţiunea deschisă. În acest caz avantajul este că rezistenţa de ieşire este cu mult mai mică ca în cazul stabilizatorului precedent, ţi anume: este de ori mai mică ca rezistenţa dinamică a diodei Zener.

În fig. 5.5. este prezentată schema stabilizatorului cu un coeficient de stabilizare mai bun şi posibilitatea de a regla tensiunea de la ieşire. Calculul acestui stabilizator este prezentat mai jos.

Calculul stabilizatorului:

Fie dată schema din fig. 5.5, unde:R1, R2 - rezistenţele de sus şi de jos până la cursor;RB - rezistenţa pentru protejarea diodei Zener.La ieşire avem tensiune pozitivă. (dacă avem nevoie de tensiune negativă, dioda se conectează invers şi se folosesc tranzistorii npn)

44

Regulator de curent

Amplificator diferenţial

RL

URef

Ui

Fig. 5.3. schema bloc a stabilizatorului cu compensare

RL

Fig. 5.4. Cea mai simplă schemă a stabilizatorului cu compensare

U0R

VD

Ui

VT

Ui

RC1 R1

R2

R3

R'1

R"2

RB

Ur

EAU0 RL

VT1

VT2

Fig. 5.5. Stabilizator cu compensare

VD

T1 - element regulator (dacă tensiunea la ieşire este prea mare, T1 se închide, când tensiunea este mică - se deschide). Pe el îl dirijează tranzistorul T2 care serveşte ca amplificator, la el se aplică tensiunea de ieşire şi pe alt electrod se aplică tensiunea de referinţă. T2 faţă de semnalul de referinţă este cu bază comună, T1 faţă de semnalul de ieşire este cu emitor comun.

U pozitiv la bază ne dă U negativ la colector (T1), deci avem o inversare; la tranzistorul T2 avem repetor pe emitor (CC) şi inversare nu avem, deci rămâne reacţia negativă.

Dacă avem nevoie ca stabilizatorul să funcţioneze: ca sursă de tensiune, trebuie să unim sarcina la emitor; ca sursă de curent - sarcina se uneşte la colector.

Expresiile pentru calculul schemei:

. (1)

UBE2 0De obicei curentul prin divizor R1, R2, R3: Idiv IB2.

În acest caz: . (2)

În cazul când Ur = U0, coeficientul de stabilizare va fi:

. (3)

unde:RD - rezistenţa diferenţială a diodei (RD10 );rC1 - rezistenţa colectorului la T1.

.

rB2 - rezistenţa structurii bazei (50 , pentru tranzistorii de putere mică)

. (4)

. (5)

Dacă considerăm divizorul, atunci: (6)

Kdiv este raportul dintre tensiunea de ieşire şi tensiunea în punctul cursorului (Kdiv 1).

- creşte; (7)

(8)

Pentru aceeaşi schemă:Ui =24 V; Ui= 2V; IDmax = 1,5 A; Kst 103; EA = 30 V; U0 = 1216 V.

1. Stabilim tensiunea: UCE1 max = Ui + Ui - U0 min = 24 + 2 - 12 = 14 V.

45

2. PC1 max = UCE1 max I0 min = 21 W - puterea care se degajă pe colectorul primului tranzistor.

3. Conform datelor obţinute mai sus alegem tranzistorul UCE1 max UC adm. I0 max

= IC1 max I0 adm; IC1 max IC adm (din catalog). Presupunem că ,am ales tranzistorul cu următorii parametri:UCadm = 35 V, IC adm = 7,5 A; PC adm = 24 W; 30; rC1 = 6 k. Avem tranzistor de putere mare, de aceea rezistenţa e mai mică, suprafaţa e mare.

4. Alegerea diodei Zener: Curentul de stabilizare trebuie să fie mai mare ca curentul emitorului a tranzistorului VT1. Tensiunea de referinţă trebuie să fie mai mică ca tensiunea de ieşire Ur U0. Alegem dioda D814A. Ust = Ur = 8 V. RD = 6 , Ist

nom = 20 mA.5. Determinăm tensiunea UCE2 max: UCE2 max = U0max - Ur = 16 - 8 = 8 V.

1. 6. Tranzistorul T2 îl alegem din condiţia: UCE2 max UC adm şi 2 să fie mare (2

= 90250).7. Considerăm că IC2 IE2 =10 mA IC2 adm (jumătate din curentul de

stabilizare a diodei).

Determinăm rezistenţa RB:

8. Calculăm rezistenţa RC1, care joacă acelaşi rol ca şi RB pentru dioda Zener, adică pe ea se degajă excesul de energie.

9. Determinăm R1, R2, R3, considerând că dacă cursorul rezistorului R2 este în poziţia de sus, la ieşire avem U0min. Dar dacă cursorul este în poziţia de jos - avem U0max.Reieşind din aceste condiţii:

U0 min - Ur = Idiv R1 - poziţia în jos a cursorului;Ur = Idiv R3 - poziţia în jos a cursorului;

U0 min - Uref = Idiv (R1+R2) - poziţia în jos a cursorului;

Presupunem că Idiv = 20, IB2 = 20 = 2 mA. Din sistem găsim:

10. Coeficientul de stabilizare cu divizor:

rC1 se determină din caracteristici: ,

obţinem: Kstdiv = 300.

46

T1

T'1

Fig. 5.6. cuplul Darlington

Valoarea obţinută este mai mică decât cea necesară. Aceasta s-a obţinut din cauza că coeficientul de amplificare a tranzistorului T2 este mic. Pentru a mări coeficientul de stabilizare, înlocuim tranzistorul T1 cu un cuplu Darlington (figura. 5.6).

În acest caz tensiunea UBE este mai mare şi coeficientul : = 11.

Alegem tranzistorul T1 având în vedere că:

UC adm Ui max - U0 max cu următorii parametri: = 50150; IC adm = 50 mA; UC adm = 20 V.În acest caz coeficientul de stabilizare se recalculează:

Să analizăm cum se va modifica coeficientul de stabilizare dacă rezistenţa RC1 va fi cuplată la tensiunea de intrare

(deoarece nu e prea comod să mai avem o sursă de alimentare).

În acest caz coeficientul de stabilizare se va modifica de A ori, unde A=1+

.În afară de aceasta trebuie de avut în vedere că curentul IB, să nu depăşească

curentul IC2. IC1IC2.

Capitolul VIAPLICAŢII ALE AMPLIFICATOARELOR

OPERAŢIONALE6.1.Generalităţi

Istoria termenul amplificator operaţional (AO) este legată de sistemele de modelare a proceselor fizice numite calculatoare analogice, care până nu demult erau utilizate pentru modelarea proceselor fizice. Aceste dispozitive erau deosebit de performante pentru modelarea proceselor descrise de ecuaţii diferenţiale şi în special de ecuaţii diferenţiale cu derivate parţiale. Pe baza AO deci se pot crea scheme,

47

capabile se a modela orice funcţie corectă din punct de vedere matematic (adică fără discontinuităţi şi infinităţi). Rolul AO în tehnica analogică poate fi asemănat cu rolul operatorilor logici în tehnica digitală.

Amplificator operaţional (AO) este un element idealizat, care posedă următoarele trei proprietăţi:

- coeficientul de amplificare a tensiunii, KU, (practic KU =104106);- rezistenţa de intrare Ri. , respectiv curentul de intrare Ii0.

(practic Ri.=1061012);- inversarea semnalelor.Importanţa amplificatoarelor operaţionale în tehnica analogică poate fi

comparată cu importanţa operatorilor logici în tehnica digitală. Tot aşa, cum în tehnica digitală, pe baza operatorilor logici, pornind de la o funcţie logică, se poate crea schema care o realizează, în tehnica analogică pe baza amplificatoarelor operaţionale pot fi sintetizate schemele, care realizează practic orice funcţie analogică.

În tehnica analogică există o relaţie continuă între semnalul aplicat la intrare şi cel obţinut la ieşire, deci putem spune, ca circuitele analogice realizează o funcţie continuă între semnalul de la intrare şi cel de la ieşire . Altfel spus, circuitele analogice, spre deosebire de cele logice, operează nu cu date discrete (eşantioane), ci cu funcţii continue. De exemplu, sumatorul analogic adună nu două numere concrete, ci două funcţii de timp, rezultatul fiind tot o funcţie de timp.

Faptul menţionat reprezintă anumite avantaje în cazul modelării proceselor fizice, de exemplu în automatizări. Anume: in cazul calculelor digitale, funcţia continuă se discretizează, intre eşantioane au loc pierderi ale informaţiei, cu atât mai mari, cu cît eşantioanele sunt mai rare. Deci are loc o anumită “relaţie a nedeterminărilor” între perioada eşantioanelor şi precizia redării funcţiei continue. Deseori in cazul studierii proceselor fizice această relaţie este în folosul circuitelor analogice.

6.2. Amplificatorul operaţional sumator.

48

R1 R0

U(t)

en(t)

ej(t)

e2(t)

e1(t)

Rj

R2

Rn

es(t)

S

Fig.6.1.Amplificatorul operaţional sumator

Schema amplificatorul operaţional sumator este reprezentată în fig.1.1, în care:R0 - rezistenţa în bucla de reacţie;R1...Rn - rezistenţele de intrare;e1...en - tensiunile aplicate la intrare;U(t) - tensiunea de ieşire;es(t) - tensiunea în punctul de sumare.Vom demonstra că această schemă efectuează operaţia de sumare şi vom

determina eroarea relativă cu care se realizează aiastă operaţie.Conform primei legi a lui Kirchhoff, suma curenţilor în punctul de sumare S este

egală cu zero

(1)

La scrierea ecuaţiei (1) am considerat curentul de intrare a amplificatorului operaţional egal cu zero, deci am utilizat proprietatea a doua a amplificatoarelor operaţionale. Semnul “” înaintea tensiunii de ieşire U este determinat de faptul, că tensiunea la ieşire este inversată faţă de cea de intrare.

Reieşind din definiţia coeficientului de amplificare putem scrie:(2)

Rezolvarea acestor două ecuaţii ne va da tensiunea la ieşire (se propune ca exerciţiu de sine stătător):

. (3)

Aplicând prima proprietate a amplificatorului operaţional, şi anume că KU>>1,

putem neglija primii doi termeni ai numitorului expresiei (3) în comparaţie cu 1

0R . În

acest caz vom obţine expresia pentru tensiunea de ieşire a amplificatorului sumator idealizat:

(4)

unde - coeficientul de transfer faţă de intrarea j.

Notă. Vom deosebi coeficientul de amplificare KU, care este un parametru propriu al amplificatorului (vezi definiţia (2) ), şi coeficientul de transfer, care caracterizează schema, unde amplificatorul operaţional întră ca un component.

Examinând expresia (4) ajungem la următoarele concluzii:1) schema reprezentată efectuează operaţia de sumare a tensiunilor aplicate la

intrare înmulţindu-le totodată cu coeficienţii Kj, de exemplu, pentru două tensiuni vom avea:

2) dacă operăm cu o singură intrare schema funcţionează ca o schemă de înmulţire cu un coeficient constant, egal cu raportul dintre rezistenţa din bucla de reacţie şi rezistenţa de intrare

; (5)

49

3) în cazul când Rj=R0 vom obţine un inversor de tensiune.

6.3.Erorile amplificatorului sumator.Eroarea cauzată de finalitatea coeficientului de amplificare.Pentru a găsi eroarea absolută cauzată de finalitatea coeficientului de amplificare, din expresia (3), care descrie amplificatorul cu un coeficient finit, vom scădea expresia (4) pentru amplificatorul sumator idealizat:

.

Având în vedere, că KU>>1, putem neglija primii doi termeni ai numitorului acestei expresii în comparaţie cu 1. În acest caz vom avea:

(6)

Ca să obţinem expresia pentru eroarea relativă vom împărţi UK la U0 conform expresiei (4).

(7)

Din expresia (7) vedem că, cu cît coeficientul de amplificare KU este mai mare, cu atât eroarea UK este mai mică. Aceasta explică de ce amplificatoarele operaţionale trebuie să posede un coeficient de amplificare cît mai mare. Amplificatoarele operaţionale produse in serie au KU de ordinul 104-105.

Expresia (7) este utilă în cazul când în procesul proiectării aparatelor de măsurare este necesar de a determina valoarea minimală necesară a coeficientului de amplificare a amplificatorului operaţional.

Exemplu. Să se determine valoarea minimală a coeficientului de amplificare a amplificatorului operaţional, care urmează a fi utilizat într-un voltmetru digital pentru amplificarea cu coeficientul de transfer K = 10, dacă precizia voltmetrului trebuie să fie U = 0,01%.

Rezolvare. Având în vedere că coeficientul de transfer K = R0/R1 şi utilizând relaţia (7), obţinem:

.

Considerând U = UK = 0,1% = 0,001, găsim KUmin= 11/0,001 1,1104

Eroarea cauzată de tensiunea de ofset.

Tensiunea, care apare la ieşirea amplificatorului când la intrarea lui avem 0V, împărţită la coeficientul de amplificare, se numeşte tensiune de ofset (eof). Tensiunea de ofset se manifestă negativ mai ales in schemele integratoare, unde efectul ei creşte proporţional timpului de integrare.

50

KUesejU

R0

R1

Fig.4.2. Schema amplificatorului pentru explicarea influenţei tensiunii de ofset

Pentru un amplificator cu tensiune de ofset putem scrie legea întâia a lui Kirchoff si relaţia dintre tensiunea de intrare şi tensiunea la ieşire, considerând sursa tensiunii de ofset eof ca fiind conectată la intrarea amplificatorului (fig4.2):

(8)

Sistemul (8), rezolvat faţă de tensiunea de ieşire, ne dă:

(9)

În virtutea mărimii lui KU, Termenii, care conţin 1/KU se pot neglija, şi în locul expresiei (9) obţinem:

(10)

Dacă scădem acest rezultat din expresia (5) pentru amplificatorul idealizat, obţinem eroarea absolută cauzată de tensiunea de ofset:

(11)

Eroarea relativă poate fi determinată ca raportul expresiilor (11) şi (5). Aciastă mărime poate fi evaluată având în vedere că tensiunea la ieşirea amplificatorului operaţional U este de ordinul până la 10V.

Eroarea legată de imprecizia rezistenţelor.

Vom determina eroarea legată de imprecizia rezistenţelor pornind de la expresia pentru amplificatorul inversor idealizat:

. (12)

Eroarea relativă în acest caz se va calcula conform relaţiei cunoscute:

Utilizând expresia (12) obţinem pentru eroarea absolută:

(13)

51

Exemplu. Să se determine precizia relativa a rezistenţelor utilizate în schema (Fig.1.3) de sumare a două semnale cu coeficienţii de transfer K1=1 şi K2=2, daca eroarea relativă a operaţiei =0,1%=10-3

Rezolvare: Conform expresiei (13), pentru n=2 putem scrie:

Având în vedere, că rezistenţele sunt alese din acelaşi şir de precizie, considerăm toate erorile relative ale rezistenţelor egale între ele:

R0/R0 =R1/R1=R2/R2=R/R= RÎn aşa fel că:

Sau

Deci rezistenţele trebuie alese cu precizie de 0,05%, adică merge vorba de rezistenţe speciale. După cum vedem, precizia rezistenţelor nu este legată de numărul de întrări şi de coeficienţii de transfer.

6.4. Configuraţia neinversoare a amplificatorului operaţionalModul de conectare a amplificatorului operaţional prezentat mai sus poartă

denumirea de configuraţie inversoare şi nu este unicul posibil, deşi din punct de vedere istoric a fost primul.

De obicei amplificatorul operaţional are două intrări, sau altfel, are intrare diferenţiată. Una din intrări este inversoare, cealaltă este neinversoare. În aşa fel, că dacă se vor aplica concomitent semnalele la ambele intrări , la ieşire vom avea amplificarea numai a diferenţei de tensiuni aplicate la cele două intrări. Întrarea diferenţială permite suprimarea zgomotelor, care de obicei se induc pe ambele intrări concomitent, adică pe modul comun.

52

Ke2

e1

Fig.6.3. Schema amplificatorului pentru explicarea erorii legate de imprecizia rezistenţelor

Uo

R0R1

R2

K

US

UO

Fig. . 4.4. Ilustrarea principiului de suprimare a semnalului aplicat pe modul comun

Ud

Conectarea neinversoare este arătată în fig.1.4. Pentru cazul conectării neinversoare, vom demonstra că coeficientul de transfer:

Ud - semnalul diferenţiat; Ur - semnalul datorat buclei de reacţie. Pentru U0 vom avea:

. (1)

Pe de altă parte (2)

Înlocuim expresia (2) în (1) şi obţinem

(3)

(4)

(5)

Dacă avem în vedere că KU , atunci în expresia de mai sus la numitor putem neglija unitatea şi vom obţine:

(6)

Coeficientul de transfer va fi minimal atunci când R0=0, în acest caz schema funcţionează ca repetor.

53

U0

Fig.6.5. Configuraţia neinversoare a amplificatorului operaţional

R0Ri Ur

Ui

Ud

6.5. Influenţa reacţiei asupra rezistenţei de intrare ale celor două configuraţii a amplificatorului operaţional

În cazul configuraţiei inversoare (fig 1.5) tensiunea în punctul de sumare este Ud=U/KU . Având în vedere că KU este foarte mare, Ud poate fi considerată practic egală cu zero. Deci ajungem la concluzia că rezistenţa de intrare Ri pentru configuraţia inversoare va fi egală cu rezistenţa R1, conectată la intrarea schemei.

În cazul configuraţiei inversoare (fig 6.4) tensiunea diferenţială(7)

Introducând în această expresie valoarea , vom obţine:

(8)

Amintindu-ne, că conform definiţiei coeficientului de amplificare (9)

din relaţia (8) obţinem:

. (10)

Deci in cazul conectării neinversoare cu reacţie, rezistenţa de intrare:

(11)

sau

(12)

În aciastă expresie

, (13)

reprezintă rezistenţa proprie sau rezistenţa de intrare a amplificatorului în conectarea fără reacţie.

54

UdUi

Fig. 6.6. Schema pentru determinarea rezistenţei de intrare a amplificatorului operaţional

U0

R0

R1

Concluzie: În cazul conectării neinversoare rezistenţa de intrare a schemei creşte de

ori. Conectarea neinversoare a amplificatorului operaţional este deosebit

de utilă în cazurile când sursa de curent are o rezistenţă internă mare.

6.6. Conectarea diferenţială a amplificatorului operaţional Conectarea diferenţială este indicată în cazul când trebuie suprimate zgomotele .

Prin acest procedeu pot fi suprimate zgomotele care au o amplitudine mai mare decât semnalul util.

În virtutea faptului că amplificarea amplificatorului operaţional este foarte mare, iar la ieşire avem o tensiune finită (care nu depăşeşte 10 V), putem considera Ud0, şi deci Ur =Ur'. Dacă neglijăm curenţii de intrare ale amplificatorului, atunci putem scrie:

(2)Prima expresie este echivalentă cu:

(4)

Din Fig. 4.6 urmează că:

(5)

Introducând (5) în (4), obţinem:

(6)

De obicei se alege , şi în acest caz expresia (6) va căpăta aspectul:

În cazul conectării inversoare coeficientul de transfer Kr are valoarea:

55

Fig.6.7. Conectarea diferenţială a amplificatorului operaţional

R1 R0

U1

R0'R2U2

U0Ud

Udif

Ur

Ur'

6.7. Unele aplicaţii ale amplificatoarelor operaţionaleIntegrator dublu.

Schema de diferenţiere

Transformator curent-tensiune

56

R/2

C/2C/2CRR

UO

Ui

Fig. 6.8. Integrator dublu

C R

UO

Ui

Fig. 4.9. Schema de diferenţiere

Amplificator operaţional cu reacţie in curentSe utilizează atunci, când este nevoie de a menţine valoarea curentului în RL

independenta de variaţia acestuia - caz des întâlnit în chimie şi medicină. În cazurile menţionate RL reprezintă un preparat chimic sau biologic. În acest caz curentul prin RL

se va determina conform relaţiei de mai jos.

Amplificatorul operaţional în schema stabilizatorului de tensiune

57

Ui U0

R0Ri, Ii

K

Fig.4.11. Transformator curent-tensiune

Ui K

R1IL

RL

Fig. 4.11. Amplificator operaţional cu reacţie in curent

U+

Uref

I0

U0

R2

R1

K VT1

VT2

Fig. 4.12. Amplificatorul operaţional în schema stabilizatorului de tensiune

Amplificator operaţional cu scară logaritmică

Amplificatorul exponenţial

Utilizând ultimele două scheme în combinaţie cu amplificatorul sumator pot fi obţinute schemele, care efectuează înmulţirea şi împărţirea a două funcţii de timp.

Schema de înmulţire poate fi obţinută utilizând formula:

Împărţirea se va efectua conform relaţiei:

58

I1

R1

VD

UoUi

Fig. 4.13. Amplificator cu scară logaritmică

I0

UiUO

ID

R0

Fig. 4.14. Amplificatorul exponenţial

CAPITOLUL VIICIRCUITE DE INTERFAŢĂ CU SISTEME LOGICE

7.1. Comparator de tensiuneCircuitele analogice sînt adaptate unui regim de lucru apropiat de fenomenele naturale datorită caracterului continuu al mărimilor pe care le prelucrează. Spre deosebire de circuitele digitale analogice operează nu cu valori discrete ci cu funcţii continue. Însă dezvoltarea intensă, programabilitatea şi gradul de integrare au determinat masiva pătrundere a sistemelor numerice în prelucrarea informaţiilor cu caracter analogic. Acest fapt a presupus implicit interfaţarea între sistemele analogice şi cele logice. Schema structurală a unui sistem analog-numeric de control al unui proces natural este dată în figura 6.1. Elementele procesului natural, mărimi continue, sînt citite de traductoare electrice, apoi sistemul analogic de intrare execută o primă prelucrare a semnalelor. Sistemul numeric execută operaţiunile principale ale prelucrării, iar conectarea sa cu sistemele analogice de intrare şi ieşire se realizează prin intermediul celor două interfeţe. Semnalul suferă o nouă prelucrare în dispozitivul analogic de ieşire, înainte de a fi aplicat procesului

59

PROCES FIZIC

Sistem analogic de intrare

Convertor analog digital

Sistem digital de prelucrare

Convertor digital analog

Sistem analogic de ieşire

Fig. 7.1. Schema structurală a unui sistem analogic controlat numeric.

controlat. In prezentul subcapitol vor fi prezentate sumar câteva aspecte legate de conversia analog-numerică şi numeric-analogică.

Un element de bază în conversia analog-numerică îl reprezintă comparatoarele de amplitudine a tensiunii. Există comparatoare pentru nume-roase mărimi ce caracterizează semnalele (electrice), dar în structura de circuit integrat s-au impus numai cele de tensiune, datorită largului domeniu de utilizare de care beneficiază. In cele ce urmează ele vor fi denumite simplu comparatoare. Acestea sînt scheme de decizie binară, într-o bună măsură asemănătoare releelor. Funcţia lor de transfer este foarte asemănătoare cu cea a amplificatoarelor operaţionale, motiv pentru care şi structura comparatoarelor integrate este asemănătoare, iar în aplicaţii amplificatoarele operaţionale sînt deseori utilizate în funcţie de comparatoare. Simbolul şi caracteristica de transfer ale unui comparator sînt prezentate în figurile 6.48a şi b.Comparatorul integrat este un amplificator operaţional, de regulă cu alimentare diferenţială, cu o caracteristică de pantă cît mai mare. Absenţa reacţiei negative elimină problema compensării în frecvenţă. Deoarece în multe din cele mai importante aplicaţii, ieşirile comparatoarelor se conectează la intrările unor circuite logice, tensiunea de ieşire Uo trebuie să fie acoperitoare pentru intervalul logic al circuitului de sarcină. Dacă este necesară comanda unei sarcini TTL de exemplu, este necesar să fie îndeplinite condiţiile:

Conectând cele două intrări ale comparatorului împreună la masa, tensiunea de ieşire trebuie să se situeze în mijlocul intervalului logic, iar In cazul sarcinii TTL, sa aibă valoarea:

Ca şi în cazul amplificatoarelor operaţionale, abaterea de la valoarea prestabilită a tensiunii de ieşire (U0) corespunde unei tensiuni de decalaj la intrare (Uoff)- Circuitul de intrare este de regulă diferenţial, astfel câ şi tensiunea de decalaj este diferenţială. în mod similar amplificatoarelor operaţionale li se definesc curentul de decalaj la intrare, Ioff, curenţii de polarizare Ip1, Ip2 impedanţa de intrare diferenţială Zin, şi se manifestă şi nedoritul efect de mod comun.

60

a bFig. 7.2. Comparator de tensiune integrat: a) simbol; b) caractertstica de transfer.

Sensibilitatea comparatorului, determinată de panta caracteristicii sale, este data de valoarea tensiunii diferenţiale de intrare (UCO, UC1) care determină stabilirea tensiunii de ieşire la valorile de prag logic. Deoarece timpul de răspuns în aceste condiţii este. mare, iar comparatoarele trebuie sa fie rapide, se utilizează supracomanda, adică se aplică tensiuni diferenţiale de intrare (USCO, U,SC1) mult mai mari, apropiate de limita admisă de circuit:

Din punctul de vedere al ieşirii, comparatoarele integrate se încadrează în categoria surselor de tensiune, având o impedanţă de ieşire mică. Curentul pe care îl debitează însă este relativ mic, astfel că la stabilirea unei configuraţii trebuie avută în vedere încărcarea ieşirii. Unele comparatoare au posibilitatea de a lucra în mod sincron cu sistemul numeric, fapt pentru care semnalul de ieşire este controlat exterior de o comandă de eşantionare. De asemenea, în unele cazuri, ieşirile pot fi legate în paralel, formând un circuit, logic SAU cablat. Este cazul, de exemplu, al circuitului 2 711.

în majoritatea aplicaţiilor potenţialul aplicat unei intrări este fix (şi iiunnl potpnţia] de referinţă), iar celeilalte intrări i se aplică semnalul de prelucrat. Daca acesta este lent variabil şi conţine zgomot de nivel mare, tranziţia It'itro nivelele logico poate fi afectată de o serie de impulsuri parazite. Esenţa acestui fenomen este prezentată In figura 6.49. Semnalul diferenţial (1n intrare variază în limite măsurate în volţi, în timp ce intervalul de decizie al comparatorului este, de regulă, de ordinul zecilor de milivolţi. în aceste condiţii, zgomotul din compunerea semnalului de intrare poate declanşa, aşa cum se vede în figurai, mai inulle tranziţii jos-sus, înainte ca semnalul să ia o valoare ferma înlriinnl din domenii.Compensarea acestui neajuns se poate realiza utilizând comparatoare cu histerezis, comparatoare cu reacţie pozitivă (figura 6.50a). Introducerea reacţiei pozitive are un dublu efect: creşterea pantei, deci micşorarea inter

7.2. Convertoare digital analogice (DAC).

DAC sunt circuitele care transformă codul binar în tensiunea analogică, valoarea căreia corespunde acestui cod.

61

a1 1

a2 2

a3 4

a4 8

U0

a1 a2 a3 a4

U0=6V 0 1 1 0U0=11V 1 0 1 1

Expresia (1)

ne descrie funcţionarea convertorului.

7.2.1. DAC pe baza amplificatorului sumator

(2)

Neajunsurile schemei:- avem rezistenţe într-un diapazon foarte larg care trebuie potrivite cu precizie înaltă.- convertorul este greu de realizat în formă integrală din cauza diapazonului larg de rezistenţe şi precizia înaltă a rezistenţelor.Mult mai des pentru realizarea DAC se foloseşte matricea de rezistenţe R-2R.

7.2.2. DAC pe baza matricei de rezistenţe R-2R

62

+

_

URR0

2nR

8R

2R

4R

S

Fig.7.4. DAC pe baza amplificatorului sumator

+

-RRR

2R2R 2R

3R

Ur

Uo

S1S2Sn

RYn Y2 Y1

Fig.7.5. DAC pe baza matricei de rezistenţe R-2R

Dacă una din chei o conectăm la Ur, iar celelalte chei rămân ne conectate , atunci în punctul Y respectiv a cheii conectate vom avea Ur/3.Dacă Ur este o funcţie, atunci din expresiile (1), (2) vom obţine transformatorul cod binar în tensiune înmulţind cu această funcţie .

63

Ur

2R

2RY2R

Fig. 7.6. Principiul al matricei de rezistenţe R-2R

7654321

111

110

101

100

011

010

001000

Ui

Fig. 7.7. Discretizarea semnalului analogic.

7.2.3. DAC pe baza surselor de curent

MSB - most significant bit.LSB - least significant bit.

T11, T12, T13, T14 - surse de curent. Valorile curenţilor reprezintă un şir 1;2;4;8

Acest curent poate fi conectat la pământ prin T31. Pot fi conectate un

convertor cu mai multe ordine. Din punct de vedere practic este comod de a utiliza tranzistori conectaţi ]n paralel în aş fel ca numărul lor cu creşterea ordinului să se dubleze.

7.3. Convertoare analog digitale (ADC).7.3.1. ADC de tip paralel.

64

R/2

R

R

R

R

R

R

Ui

Ur

4

2

1

Ur=13/14

Ur=11/14

Ur=9/14

Ur=7/14

Ur=5/14

Ur=3/14

Ur=1/14

R/2

DC+C7-

+C6-

+C5-

+C4-

+C3-

+C3-

+C3-

Fig. 7.9 ADC - de tip paralel

Ral

T21 T31

R

T11

S1

T22 T32

2R

T12

S2

T23 T33

4R

T13

S3

T24 T34

8R

T14

S4

"0""1"

UL

R14UREF

Io,Uo

Fig. 7.8. DAC pe baza surselor de curent

Avantajul: are cea mai mare viteză de transformare a tensiunii în cod.Neajunsul: numărul de comparare N=2n -1: n-numărul de ordine binare v=108cicluri/s

7.3.4. ADC - cu reacţie prin numărător.

65

G

R

Ui

Rezultatul

DACCT2

R

C

&

Reset

Fig. 7.10. ADC - cu reacţie prin numărător

Neajunsul acestei scheme îl constituie faptul că timpul de măsurare este este destul de mare.

7.3.5. ADC cu reacţie prin numărător reversibil

La baza acestei scheme stă ideea că transformarea va fi mai rapidă dacă pornim numărătoarea nu de la zero ca în cazul precedent ci de la valoarea precedentă.

7.3.6. Convertorul cu aproximaţii succesive

66

1 Generator

+1 -1Numărător reversibil

cod binar

&&

DAC

C

CUi

Fig. 7.11. ADC cu reacţie prin numărător reversibil

CUi

cod binar

Fig. 7.12. Convertorul cu aproximaţii succesive

DAC

Schema de

dirijare

RG

+

-

§55. Convertor cu dublă integrare

N a1 a2 a3 a4

1 1 0 0 0 8 +2 1 1 0 0 12 -3 1 0 1 0 10 +4 1 1 1 1 11

67

+

_

C

Numărător

Schema de dirijare

G

U1S

Uref

UiR

Fig. 7.13. Convertor cu dublă integrare

t1

UtB U(tA)

t0

U1

Fig. 7.14. Caracteristica de timp, care ilustrează principiul funcţionării convertorului cu dublă

integrare

Capacitatea se încarcă, iar numărătorul numără.- procesul de încărcare

- procesul de descărcare

Având în vedere că UtB la încărcare şi descărcare este acelaşi, egalăm părţile drepte ale ultimilor două expresii

Avantajul acestei scheme constă în faptul că tensiunea de ofset nu influenţează asupra procesului de măsurare din cauza că la integrare ea va fi compensată. Schema nu este sensibilă la perturbaţii alternative. Dacă ciclul de măsurare este 20ms, atunci schema nu va fi sensibilă şi la perturbaţii de 50Hz.

CAPITOLUL VIIICIRCUITE LOGICE

8.1. GeneralităţiImportanţa circuitelor integrate logice rezidă în aria aplicaţiilor acestora. Numai

faptul că aceste circuite reprezintă elementele constitutive de bază ale calculatoarelor numerice este suficient pentru a le asigura un loc privilegiat în lumea electronicii moderne.

Una din calităţile care le-a consacrat este modul deosebit în care se pretează la standardizare. Prin aceasta, pe baza unui număr restrâns de ele-mente de bază, pot fi sintetizate cu uşurinţă structuri complexe. In plus, proiectantul trebuie să urmărească, în principiu, numai logica realizării schemei dorite, fără a mai avea probleme de proiectare electrică. Din punctul de vedere al integrării, circuitele logice sînt avantajate de repetabilitatea unor structuri tipizate.

68

Concepţia circuitelor logice este bazată pe asocierea unor valori logice cu mărimile electrice (tensiune sau curent). Circuitele actuale utilizează, în principiu, logica binară, dar există deja circuite care sînt proiectate în logici de ordin superior (ternare, cuaternare etc.) iar unele previziuni le indică acestora din urmă un viitor important. în logica binară pozitivă, cea mai larg răspândită în prezent (figura 7.1), valoarea logică 1 (1L,) este atribuită tensiunilor (curenţilor) ce depăşesc un nivel VA, iar valoarea logică 0 (0L), acelora care sânt, inferioare nivelului VB. Intre aceste două valori, există un do-meniu de nedeterminare în care im se stabileşte o corespondenţă

între mărimea electrică şi cea logică. Utilizarea unui domeniu de nedeterminare evită riscul atribuirilor eronate care pot apărea în cazul operării cu o singură valoare de prag. Valorile concrete ale mărimilor de prag VA şi VB, ca şi limitele domeniilor de lucru, sînt caracteristice fiecărei familii de circuite logice. Deoarece mărimea electrică folosită ca suport al valorilor logice este cel mai adesea tensiunea, în continuare referirile vor fi făcute în raport cu această observaţie.

Aceste circuite pot fi întâlnite şi sub alte denu-miri: circuite de impulsuri, circuite digitale, numerice, binare etc. Cea mai adecvată denumire pare a fi aceea de circuite logice,

având în vedere faptul că semnalele cu care operează sînt asociate valorilor logice. In circuitele logice se includ circuitele numerice (de exemplu sumatoarele), în care semnalele prelucrate sînt asociate unor numere, şi circuitele de impulsuri (de exemplu generatoarele de tact, unele tipuri de filtre etc.), în care nu se face această asociere. De multe ori, acelaşi circuit poate fi considerat de impulsuri sau numeric, în funcţie de locul său într-un sistem dat. De exemplu, un registru de deplasare este circuit de impulsuri, când este utilizat Intr-un modulator, sau circuit numeric, când face parte dintr-o unitate aritmetică.

Un circuit logic elementar este un multiport de forma prezentată In figura 7.2. Conform convenţiei de asociere a tensiunilor cu valori logice, circuitul realizează o funcţie de transfer logică:

Circuitele logice elementare sînt cele corespunzătoare operaţiilor logice elementare:

In practică se folosesc cele două operaţii compuse care definesc operatorii şi universali, Orice funcţie logică poate fi sintetizată pe baza unui singur tip de operator universal:

Circuitele care realizează aceste funcţii sânt denumite generic porţi (logice). Un exemplu elementar de sinteză a unei funcţii folosind porţi logice este dat în figura 7.3:

Se observă că y1 si y2 sînt mărimi de ieşire pentru circuitele 1 şi 2 şi mărimi de intrare pentru circuitul 3. Conectarea electrică directă a circuitelor logice reprezintă o

69

Fig. 8.1. Principiul asocierii dintre mărimile electrice şi valorile logice.

facilitate deosebită a acestora. Pentru asigurarea conservării valorilor logice de interconectare, este necesară o definire de detaliu a corespondenţei între mărimile electrice (tensiune sau curent) şi cele logice.

Modul unanim acceptat de asociere a tensiunilor cu valorile logice este prezentat în figura 7.4. Graficul corespunde funcţiei de transfer a unui inversor, dar modul de definire a tensiunilor este independent de tipul opera-torului. Indicii utilizaţi în desen au următoarele semnificaţii: I - mărime de intrare; O - mărime de ieşire; H - „stare sus" (High, 1L în logica pozitiva); L - „stare jos" (Low, 0L în logica pozitivă).

Tensiunea de ieşire, care este tensiunea de intrare pentru operatorul următor, trebuie să fie obligatoriu cuprinsă în plaja V1-V2. pentru 1L şi în plaja V3-V4 pentru 0L - pentru garantarea funcţionării corecte, este necesar ca valorile limita ale tensiunilor de intrare să fie acoperitoare:

În acest fel, chiar dacă tensiunea de ieşire a operatorului de comandă se află la limita admisă a unei valori logice, operatorul comandat va comuta sigur în starea corectă. Diferenţele:

se numesc margini de zgomot şi permit funcţionarea corectă a operatorului, chiar dacă peste semnalul de comandă se suprapun perturbaţii (dacă amplitudinea acestora este inferioară marginilor de zgomot).

70

Fig. 8.2. Multiport logic elementarFig. 8.3. Sinteza cu porţi a

unei funcţii logice.

Fig. 8.4. Definirea funcţiei de transfer a unui circuit logic.

Conform acestor precizări, caracteristica de transfer a oricărui inversor trebuie să se încadreze în interiorul zonei haşurate cu linie înclinată. Pe caracteristică se disting cinci zone: două de funcţionare normală (A, E), două de funcţionare in condiţii de perturbaţii (B, D) şi una de nedeterminare (C ).

Dacă se are în vedere şi operatorul ŞI, a cărui caracteristică de transfer este cuprinsă în zonele F şi I (lucru normal), G si H (lucru în condiţii de zgomote aditive) şi C (zona de nedeterminare) se obţin toate zonele de lucru ale circuitelor logice.

Marea majoritate a circuitelor logice sânt utilizate în scheme dinamice, semnalele trecând des dintr-o stare logică în alta. In general, tranziţiile rapide ale semnalelor de intrare nu afectează logica răspunsului unui operator. Tranziţiile lente însă (când timpul de traversare a zonei C este comparabil cu timpul de tranziţie a operatorului) nu permit stabilirea momentului exact al tranziţiei ieşirii si uneori pot declanşa tranziţii parazite. Din aceste motive. atunci când semnalul de intrare este lent

variabil se folosesc circuite cu porţi de intrare de tip trigger Schmitt. Acesta utilizează reacţia pozitiva, iar funcţia sa de .transfer este de tip histerezis (figura 7.5). Circuitul trece în 1L, după ce tensiunea de intrare depăşeşte valoarea de prag Vp2 şi revine în 0L când aceasta scade sub valoarea de prag Vp1.

Cele prezentate până acum se refera la logica pozitivă, care asociază valoarea 1L nivelului du tensiune ridicat, logică

adoptată în majoritatea cazurilor. Aceasta nu înseamnă că logica negativă nu poate fi operantă. Dimpotrivă, ea coexistă implicit cu logica pozitivă. Modul de definire ă valorilor logice este acelaşi ca la logica pozitivă, cu o atribuire inversă, iar circuitele care în logica pozitivă au o funcţie dată, în logica negativă au o funcţie complementară. Astfel, un operator NAND în logica pozitivă devine operator NOR în logica negativă, iar un operator NOR devine operator NAND. Acest lucru este evident, daca la intrarea unui operator se neagă mărimile de intrare. In logica pozitivă avem:

Trecerea la logica negativă presupune:

şi se obţine:

Datorita acestei relaţii de echivalenţă, practic se întâlnesc rar circuite logice a căror funcţie de transfer să fie definită în logica negativă.

Când valorile logice se atribuie tensiunilor, problema curenţilor se pune în felul următor. în primul rând trebuie cunoscut faptul că există circuite care funcţionează corect chiar dacă nu au conectate la intrare sau ieşire circuite care să asigure trasee externe de închidere a curenţilor. De exemplu, la circuitele TTL, o intrare neconectată aplica circuitului valoarea 1L iar valoarea logică a ieşirii nu este condiţionată de existenţa unui circuit de sarcină. Există însă şi circuite ale căror intrări este necesar să

71

Fig. 8.5. Funcţie de transfer cu histerezis.

fie ferm conectate la circuitele de comandă (de exemplu circuitele CMOS) sau ale căror ieşiri trebuie conectate la un circuit de sarcină (circuitele TTL open-collector, CMOS open drain etc.).

La interconectarea circuitelor logice se stabilesc trasee de curent intre ieşirea circuitului de comandă şi intrarea circuitului comandat. De regulă, pentru aceeaşi stare logică, dacă intrarea absoarbe curent, ieşirea trebuie să debiteze şi invers. In general, schimbarea stării logice conduce şi la schimbarea sensului curentului. De asemenea, se constată că de cele mai multe ori o intrare primeşte semnal de la o singură ieşire, în timp ce o ieşire comandă mai multe intrări. Este deci necesară precizarea capabilităţii de comandă a ieşirii unui circuit, în care scop se stabilesc valori standard ale curenţilor de intrare, valori minime la care se garantează funcţionarea corectă a circuitului; fiecare familie de circuite logice are valori specifice. Dacă IIL IIH sînt curenţii de intrare standard pentru cele două stări logice şi IOL, IOH curenţii de ieşire ai unui circuit, capabilitatea de comandă este măsurată de un parametru numit fan-out:

Se defineşte şi un parametru de comandă pe intrare, fan-in:

în care IIL şi IIH reprezintă curenţii de intrare necesari anumitor circuite, curenţi care au valori mai mari decât cele standard (IIL şi IIH)- De regulă însă, FI = 1 şi nu se mai precizează decât când valoarea sa depăşeşte unitatea.

Viteza de lucru a circuitelor logica constituie un indice calitativ major şi este necesară standardizarea parametrilor care o caracterizează. In figura 4,6 este prezentat modelul de bază, adoptat de majoritatea firmelor producătoare, pentru definirea parametrilor de timp.

In prima diagramă este ilustrat principiul de măsurare a caracteristicilor de timp ale unui semnal. Măsurările se fac în condiţii precizate: valori fixe prestabilite, pentru nivele logice 1 şi 0, şi pentru nivele între care se execută măsurările de timp U1, U2 şi U3 în general, U1 reprezintă 10% din intervalul dintre 0L şi lL, U2, 50% şi U3 90%. În aceste condiţii se măsoară timpul de tranziţie 0L - lL (tTLH) şi lL - 0L (tTHL) şi durata impulsului (tw). Pentru impulsuri, când acestea trebuie să acţioneze o schemă (de exemplu un circuit basculant), durata minimă pentru care impulsul mai poate bascula circuitul este notată cu tset-up.

72

Fig. 8.6. Definirea standard a parametrilor de timp a unui circuit logic.

Presupunând că semnalul din prima diagramă este aplicat la intrarea unui operator ŞI (diagrama a doua) sau ŞI (diagrama a treia), se definesc timpii de propagare a nivelelor logice (timpii de întârziere pe poartă) tPLH şi tPHL, Practic, de multe ori se utilizează termenul de întârziere medie pe poartă sau de timp mediu de propagare (tp), care se ia ca valoare medie a celor doi timpi de propagare:

Utilizând acest sistem standard, aprecierea vitezei de lucru a circuitelor integrate capătă un aspect cantitativ determinat.

Un alt parametru important al circuitelor logice îl constituie puterea consumată. Pe lângă cerinţa generală de reducere a consumurilor energetice, limitarea puterii ce poate fi disipată de un circuit reprezintă un important motiv de optimizare a puterii consumate.Criteriul de comparaţie între diferite circuite îl constituie consumul specific pe poartă. Majoritatea circuitelor au consumul dependent de starea logică în care se află (acest lucru este nedorit şi încă din faza de proiectare a circuitelor se urmăreşte uniformizarea consumului în raport cu starea logică). Din acest motiv, puterea medie consumată pe poartă se determină In regim de impulsuri cu coeficient de umplere 0,5 la joasă frecvenţă (la frecvenţe de lucru ridicate, consumul creşte datorită efectului dat de capacităţile para-zile). Puterea consumată este specifică familiei şi seriei logice. Intre puterea consumată şi viteza de lucru a circuitelor logice există o relaţie de proporţionalitate directă. Pentru a satisface cerinţe diverse, au fost create sub-familii, optimizate fie sub aspectul vitezei de lucru, fie al consumului specific (de exemplu, seriile TTL), iar alte familii (MOS, de exemplu) pot lucra la tensiuni diferite, mari când se doreşte viteză, mici când se urmăreşte un consum redus. Aprecierea globală, viteza de lucru-putere specifică, utilizează un parametru numit factor de merit, care este produsul timp de propagare-consum pe poartă. Un circuit este cu atât mai bun, cu cît factorul de merit este mai mic.

Terminologia precum şi modul de definire şi măsurare ale parametrilor constituie un important subiect de standardizare. Pe plan internaţional, de acest aspect se ocupă Comisia Electrotehnică Internaţională oare alocă circuitelor integrate logice (digitale) publicaţia IEC-147. în mare parte, aceste recomandări sânt reluate şi în standardele noastre (STAS 10350-83 pentru terminologie şi nomenclator de parametri principali, STAS 12161-84 pentru metodele de măsurare a acestor parametri).

73

Fig. 8.7. Simboluri standard de operatori logici.

Una din direcţiile de standardizare o reprezintă cea referitoare la simbolurile care se atribuie circuitelor. Pentru un număr relativ redus de operatori logici care îndeplinesc funcţii uzuale se folosesc simboluri speciale. In cazul funcţiilor complexe, se utilizează simbolul de multiport asociat cu expresia funcţiei logice respective. Unele simboluri întrebuinţate pentru circuitele logice în diferite standarde sînt prezentate în figura 7.7.

8.2. Porţi logice

Porţile DCTL, RTL, BCTL, DTL. Prima încercare de standardizare a unei porţi NOR a fost reprezentată de schema DCTL (Direct Coupled Transistor Logic) din figura 7.8. Schema nu a fost generalizată în tehnologia siliciului din două motive. în primul rând, plaja tensiunilor admise este îngustă, iar în al doilea rând, când s-a încercat această standardizare, nivelul tehnologiilor existente nu a permis realizarea unei împerecheri corespunzătoare. Ideea a fost reluată în tehnologia GaAs (vezi paragraful 7.2.3).

Pentru ameliorarea schemei DCTL s-a recurs în prima instanţă la intro-ducerea unor rezistoare serie pe intrări (figura 7.9). A rezultat prima poartă standard, RTL (Resistor Transistor Logic). Ca performanţe pot fi reţinute: timpul de propagare de circa 50 ns şi fan-out de 4—5.

74

Fig. 8.8. Schema de principiu a porţii DCTL.

Prin adăugarea unui capacitor în paralel pe rezistor s-a obţinut poarta RCTL (Resistor Capacitor transistor Logic) (figura 7.10), cu o viteză de lucru mai mare. Prezenţa capacitoarelor, mari consumatoare de arie, a constituit un impediment serios în dezvoltarea familiei. De fapt, toate porţile logice prezentate anterior au cunoscut o răspândire redusă şi nu se mai utilizează In prezent.

Prima schema evoluată este cea prezentată în figura 7.11. Circuitul SAU de intrare, realizat cu diode de arie mică, comandă inversorul cu tranzistor, de unde şi numele porţii, DTL (Diode Transistor Logic). Performanţele obţinute sînt superioare celor realizate de porţile descrise anterior: arie ocupată şi putere disipată mult mai mici, fan-out ridicat (8) şi viteză de lucru mai mare (tp 25 ns).

Porţi TTL. Familia TTL (7'ransistor Transistor Logic) reprezintă prima familie de circuite logice care a cunoscut o largă răspândire. Standardizată încă din 1964 de Texas Instruments, poarta TTL continuă să deţină şi în prezent un loc important în aplicaţiile care necesită circuite logice integrate pe scară redusă sau medie (SSI şi MSI). Există, de asemenea, şi circuite TTL larg integrate (LSI).

75

Fig. 8.9. Schema de principiu a porţii RTL.

Fig. 8.10. Schema de principiu a porţii RCTL.

Poarta de bază a familiei TTL este operatorul elementar NAND prezentat în figura 7.12. Funcţionarea sa este următoarea: primul tranzistor, Ti, multiemitor, este cel care îndeplineşte practic funcţia logică. Dacă unul din emitorii săi este legat la potenţialul masei, el se deschide, rămânând blocat numai atunci când ambii emitori sânt conectaţi la un potenţial apropiat de Vcc- Tranzistorul T2 este un etaj de comandă, iar ieşirea este realizată în configuraţia totem-pole (vezi capitolul anterior). Diodele D protejează intrarea la supratensiuni negative ce pot apărea din cauza fenomenelor tranzitorii la viteze de lucru mari.

Standardul TTL a fost adoptat, cu neînsemnate modificări, de toate firmele producătoare. Iniţial, aceste circuite au fost proiectate pentru destinaţii speciale, ulterior apărând şi seria de uz curent, mai puţin performantă.

Tensiunea nominală de lucru adoptată este FCC = +5 V, cu o toleranţă de ± 0,5 V, pentru seria 54, respectiv ± 0,25 V, pentru seria 74. In principiu, nivelele logice adoptate sânt:

asigurând astfel margini de zgomot de 0,4 V.Sensul curenţilor de intrare/ieşire este cel indicat în figura 7.13. Poarta debitează

curent pe ieşire în stare 1L şi absoarbe în stare 0L intrarea comportându-se invers (absoarbe pe 1L şi debitează pe 0L). Din punctul de vedere al curenţilor, standardizarea diferă de la firmă la firmă, în funcţie de posibilităţile tehnologice. Aceasta înseamnă că se pot folosi împreună, în aceeaşi schemă, circuite produse de firme diferite, sub rezerva verificării parametrilor fan-out în cazul încărcărilor mai mari. Poarta standard a IPRS, reprezentată de circuitul CDB 400, este caracterizată de următorii curenţi:

Se observă că FI = 1 şi FO = 10. Curentul de scurtcircuit pe ieşire este IOS = 30 mA/VI = 0 V.

76

Fig. 8.11. Schema de principiu a porţii DTL

Fig. 8.12. Schema de principiu a porţii TTL standard.

Fig. 8.13. Traseele de curent care se închid la interconectarea porţilor TTL.

Viteza de lucru a porţilor TTL standard variază în funcţie de producător, ca orientare putând fi luat un timp mediu de propagare tP = 10 ns. Condiţiile de măsurare a parametrilor de timp, precizate de catalogul IPRS, sînt conforme ou figura 7.6, cu următoarele precizări: se consideră tensiunile logice de 0V (0L) şi 3,5 V (lL), iar cele trei praguri V1 = 0,7 V, V2 = 1,5 V şi V3 = 2,7 V. In acest fel se realizează definirea univocă a timpilor de comutare (tTHL, tTLH) şi de întârziere (tPHL, tPLH). Puterea medie consumată este de 10—20 mW/poartă. Aceste cifre conduc la un factor de merit de aproximativ 0,1 nJ.

Pornind de la seria TTL standard, urmărind optimizarea diferiţilor parametri şi realizarea unor anumite facilităţi, au fost dezvoltate alte câteva serii de circuite integrate de tip TTL. Compatibilitatea dintre serii se referă la dispunerea pinilor, tensiunea de alimentare, nivelele logice. De regulă, seriile diferă intre ele prin curenţii de alimentare, timpii de propagare ai unele posibilităţi speciale.

O primă serie derivată din cea standard este seria rapidă HTTL (High speed TTL). în scopul sporirii vitezei de lucru se recurge la creşterea curenţilor. Rezistoarele an valori mult mai mici, iar în etajul final se utilizează o configuraţie Darlington. Creşterea consumului specific (20—30 mW/poartă) asigură o reducere a timpului de propagare la circa 6 ns. Schema de principiu a porţii din seria HTTL este prezentată în figura 7.14.

Există în schimb o serie la care se reduce consumul pe seama creşterii timpului de propagare. Seria LTTL (Low power TTL) consumă numai 1 mW/poartă, dar timpul mediu de propagare tipic este de 33 ns.

O altă cale de creştere a vitezei de lucru constă în utilizarea tranzistoarelor de tip Schottky. Schema de principiu a unei porţi STTL (Schottky TTL) este dată în figura 7.15. Configuraţia sa este foarte asemănătoare cu a porţii HTTL, în care tranzistoarele obişnuite s-au înlocuit cu tranzistoare Schottky. De asemenea, rezistenţa din emitorul tranzistorului de comandă (T2) a fost înlocuită cu o sarcină activă (T6). Consumul este similar cu al seriei HTTL, dublându-se in schimb viteza de lucru.

Au fost proiectate si serii STTL de tip Low power care realizează un produs putere disipată-timp de propagare foarte bun; de exemplu, firma Motorola produce seria ALS TTL (.4dvanced .Low power Schottky TTL) care are un consum redus cu 50% şi o viteză de lucru dublă în raport cu circuitele standard Low power Schottky.

77Fig. 8.14. Schema de principiu a porţii HTTL.

Fig. 8.15. Schema de principiu a porţii STTL.

Pentru uşurarea interfaţării cu alte familii logice cît şi pentru diverse aplicaţii a fost realizată seria TTL cu colectorul etajului final în gol, configuraţie cunoscută sub numele de open-collector (figura 7.16). Seria open-collector permite utilizarea unei tensiuni de alimentare a circuitului de sarcină, Val diferita de Vcc. În acest, mod, excursia tensiunii de ieşire poate fi realizată într-un interval diferit de cel standard TTL. De reţinut totuşi că nu poate fi depăşit curentul obişnuit al tranzistorului T3 (de regulă 16 mA), iar tensiunea în colectorul acestuia este de asemenea limitată. De exemplu, circuitele TTL open-collector produse de IPRS admit 5,5 V, 15 V şi respectiv 30 V, tensiune maximă pe colectorul în gol. Acest lucru nu înseamnă că nu există posibilitatea de a fi folosite în montaj şi la tensiuni mai mari. De exemplu, dacă drept sarcină se conectează un tub Nixie, alimentat la 170 V, datorită rezistenţei sale foarte mari în stare deschisă (când e blocat, rezistenţa este practic infinită), pe colector rămân fracţiuni de volt. De aceea, un circuit TTL open-collector poate fi utilizat pentru comanda unor astfel de tuburi.

0 altă aplicaţie a circuitelor open-collector o constituie realizarea „funcţiilor cablate". Circuitele TTL obişnuite nu admit conectarea în paralel a ieşirilor. Cele de tip open-collector pot avea însă rezistenţa externă comună, aşa cum se arată în figura 7.17. Funcţia realizată de acest circuit este:

Dimensionarea rezistenţei Rs se face ţinând seama de valorile standardizate ale tensiunilor de ieşire şi de curenţii de lucru. Astfel, principala restricţie se referă la posibilitatea ca numai una din porţi să aibă ieşirea în sta-rea 0L. In acest caz, această ieşire va trebui să absoarbă curenţii din toate intrările comandate împreună ou cel din rezistorul Rs, fără a depăşi valoarea limită:

de unde:

Încărcarea pe lL nu pune probleme de bilanţ al curenţilor, fiind cunoscut că absenţa curenţilor de intrare (intrare neconectată), circuitele TTL o asimilează valorii lL. Datorită efectului de integrare pe care îl are grupul RSCP (cu CP s-a notat capacitatea

78

Fig. 8.16. Schema electrică a unei porţi TTL open-collector.

Fig. 8.17. Conectarea porţilor open-collector pentru realiza-rea funcţiilor

cablate.

parazită a intrării, inclusiv cea a reţelei de inter-conectare) când se cer performanţe de viteză, RS trebuie micşorat cît admite relaţia anterioară.

O altă serie TTL a fost dezvoltată în special pentru aplicaţii în tehnica de calcul. Conceptul de magistrală, din calculatoarele moderne, presu-pune că la aceeaşi linie să poată fi conectate ieşirile mai multor circuite. Aceste circuite trebuie să aibă o comportare TTL normală când sânt selectate, iar când nu sînt selectate să nu influenţeze semnalele de pe linia respectiva. Dacă impedanţa de ieşire (văzută dinspre linie), când circuitul nu este selectat, are o valoare suficient de mare, semnalele care circulă în linie în acel moment nu sînt afectate. Pe acest principiu sînt realizate circuitele three-state (cu trei stări), care pot avea ieşirea în una din stările: lL, 0L şi înaltă impedanţă. în figurile 7.18 a şi b sînt prezentate două variante de porţi TTL cu trei stări. Starea de înaltă impedanţă se realizează prin blocarea ambelor tranzistoare de ieşire.

In prima schemă, tranzistorul T3 este blocat de însăşi logica schemei prin aplicarea valorii 0L pe una din intrări, iar T4 prin polarizarea bazei la o tensiune mică (0L) prin dioda DC. La a doua schemă, ambele tranzistoare de ieşire sînt blocate pe bază prin diode. în ambele scheme, comanda de activare a porţii (Chip Enable sau Chip Select) se aplică printr-un inversor I. In acest fel, dacă intrarea nu este conectată sau este conectată şi i se aplică un semnal de valoare logică 1, circuitul se poziţionează pe starea de înaltă impedanţă.

Porţile TTL de tip three-state sînt larg utilizate ca porţi de ieşire în circuitele MSI şi LSI.

Un neajuns important al circuitelor TTL Îl reprezintă însuşi modul de lucru al tranzistoarelor, care lucrează blocat-saturat cu efect negativ asupra vitezei de lucru. O creştere a vitezei de lucru se obţine dacă se evită saturarea utilizând tranzistoare Schottky, soluţie aplicată la seria STTL. Mai atractivă este însă ideea ca tranzistoarele să lucreze în clasa A, soluţie pe care se bazează o importantă familie de circuite logice bipolare: ECL (Emitter Coupled Logic). în figura 7.19 este prezentată schema de principiu a porţii fundamentale, SAU (NOR), a acestei familii.

Structura de bază a acestei familii logice o reprezintă etajul diferenţial T1(T2)T3. Din exterior (adică de la un generator de tensiune constantă încorporat circuitului) se aplică pe o ramură tensiunea de referinţă VR. Curentul absorbit de etajul diferenţial este constant şi circulă prin ramura care primeşte o tensiune de comandă mai mare. Astfel, dacă Vx1> VR, curentul va circula prin ramura din stânga, respectiv dacă Vx1<VR, prin ramura din dreapta. în acest mod, cu o comandă uşor de asigurat (ca excursie de tensiune) se execută o comutaţie de curent importantă, fără ca tranzistoarele să iasă din zona de lucru în clasa A. Etajul de ieşire este repetor pe

79

Fig. 8.18. Porţi TTL three-state:a) cu comanda activării pe intrare şi ieşire; h) cu comanda activării pe ieşire.

CE

emitor, asigurându-se astfel un curent de ieşire mare si o impedanţă de ieşire mică. Prin adăugarea unui al doilea repetor pe emitor, comandat din colectorul tranzistorului rs, se obţine încă o ieşire, negată în raport cu prima, adică o ieşire de operator SAU (OR).Avantajul principal oferit de poarta ECL constă in viteza de lucru. Timpii de comutaţie sînt de ordinul a 1-2 ns, iar cei de propagare cu puţin mai mari, depinzând de reţeaua de interconectare si de sarcina comandată. De asemenea, este remarcabilă capacitatea de încărcare (FO>25)). în legătură cu acest parametru, trebuie reţinute că situaţia este diferită de cea a circuitelor TTL. în primul rând, curentul de comandă (de bază) pe 0L. este nul, astfel că FO (ca şi FI) se referă numai la nivelul 1L. In al doilea rând, fiind vorba de un circuit cu funcţionare în clasa A, tensiunea de ieşire depinde de curent, astfel că la o încărcare mare a ieşirii, nivelul tensiunii de 1L scade. Aceasta are ca efecte, pe de o parte, reducerea margini de zgomot, iar pe de altă parte, scăderea vitezei de lucru (spre deosebire de circuitele TTL, care, lucrând cu ieşirea în regim de satu-rare, au nivelul logic mult mai stabil în raport cu încărcarea ieşirii).

Consumul este practic independent de starea logică, ceea ce este iarăşi. convenabil în schimb, puterea disipată este mare, de circa 50 mW/poartă, iar marginea de zgomot aproximativ de 0,2 V. în condiţiile curenţilor mari absorbiţi, o margine de zgomot mică obligă la o proiectare îngrijită a inter-conectărilor.

Principala firmă care a dezvoltat intensiv această familie, MOTOROLA. a creat un număr de serii adoptate ca standarde şi de alţi producători. Fiind vorba de o familie importantă, în tabelul următor se dau câţiva parametri de bază ai acestor serii.

Puterea specifică ca şi aria mare permit familiei ECL integrarea pe scară mică şi medie.

Porţi IIL. Pentru integrarea pe scară largă (LSI), dintre porţile logice bipolare cu siliciu este utilizată cu precădere familia IIL (Integrated Injection Logic) sau I2L. Schema de principiu, schema funcţională şi simbolul opera-torului elementar din

80

Fig. 8.19. Schema de principiu a unei porţi EGL.

această familie sînt date în figurile 7.20 a-c. Structura, modul de lucru şi concepţia de interconectare sînt complet diferite de cele ale familiilor de circuite logice prezentate până acum. Elementul logic de bază este de fapt un simplu tranzistor, cu mai multe colectoare, toate în gol Un generator de curant constant este legat la baza sa, care reprezintă şi intrarea circuitului. Circuitul funcţionează, evident, numai in sarcină. Când pe intrare se aplică tensiunea de 0V (nivelul 0L,), curentul injectorului este dirijat la masă prin circuitul de comandă. Când intrarea este adusă în starea 1L, curentul injectorului se închide prin baza tranzistorului şi acesta se deschide. Tensiunea de alimentare şi nivelele logice au valori foarte mici în comparaţie cu alte tipuri de circuite logice. Astfel, dacă Vcc = l V, atunci VL < 20 mV şi VH=0,4—0,8V, şi circuitul poate fi alimentat de la o singură pilă electrochimică, fapt important, în unele aplicaţii. Aceasta este structura şi funcţionarea inversorului. Operatorii universali NAND şi NOR derivaţi din aceasta au de asemenea o configuraţie foarte simplă.

Operatorul NAND din figura 7.21a nu se deosebeşte de inversor decât prin existenţa a două borne de intrare (simbolul utilizat este cel din figura 7.21b). Dacă una sau ambele intrări sînt aduse la nivel 0L, ieşirea va comuta în 1L, 0L, la ieşire putându-se realiza numai dacă ambele borne se află la 1L (deoarece între cele două borne de intrare există un simplu traseu de inter-conectare). Se cuvine făcută însă o precizare: o astfel de intrare, la care s-au conectat ieşirile de la două circuite de comandă, presupune circuite ale căror ieşiri pot fi conectate în paralel. Familia IIL este însă cu precădere adaptată la realizarea funcţiilor cablate. Un exemplu ilustrativ în acest sens Il oferă structura operatorului NOR (figura 7.22). Funcţionarea schemei este simplă şi nu mai necesită explicaţii. Se poate însă constata că această schemă este identică cu cea din figura 2.12. Cu alte cuvinte, logica IIL este perfect implementată în tehnologia MTL. Un întreg operator poate fi lesne realizat pe o singură insulă, aşa cum s-a arătat în figura 2.11. Absenţa rezistoarelor şi structura de tranzistor mixt conduc la o foarte bună densitate de împachetare şi la un consum redus, simultan cu o viteză de lucru relativ mare. Aceste ultime calităţi sînt exprimate sintetic de un factor de merit mai mic, 1 pJ. Din cele arătate rezultă că familia logică IIL se pretează la realizarea circuitelor integrate pe scară largă (LSI).

81

Fig. 8.20. Inversor IIL:a) schema de principiu; b) schema funcţională; c) simbolul

Fig. 8.21. Poarta NAND IIL:a) schema electrica; b) simbolul.

Fig. 8.22. Schema de principiu a porţii NOR IIL.

Porţi HLL. Aplicaţiile, atât cele de natură industrială, cît şi unele speciale, care impun lucrul în medii perturbatoare, necesită circuite logice cu o imunitate la zgomot ridicată, adică cu margini de zgomot mari. în această idee a fost creată familia logică HLL (High Level Logic — circuite cu nivel logic înalt). Poarta de bază a acestei familii, de tip NAND, este prezentată în figura 7.23. Schema funcţionează în felul următor: dacă intrările sînt în gol sau sînt conectate la un potenţial ridicat, tranzistoarele T1 şi T2 sînt blocate şi T3 deschis; dacă se aplică un semnal de comandă care deschide unul sau ambele tranzistoare de intrare, baza tranzistorului T3 se polarizează cu un nivel scăzut, apropiat de potenţialul masei, inferior potenţialului de emitor, şi T3 se blochează. Intervalul de tensiune în care are loc tranziţia este mic, iar dioda Zener, DZ, are rolul de a axa acest interval la jumătatea tensiunii de alimentare. Etajul de ieşire este bazat pe o schemă cunoscută. Tranzistoarele T4 şi T5, nu pot conduce simultan. Când T4 este deschis, potenţialul bazei tranzistorului T5 este inferior potenţialului emitorului şi T5 este blocat. Când T4 este blocat, T5 este polarizat prin R4 şi poate debita curent pe sarcina conectată la ieşire.

Valorile componentelor din schemă corespund circuitului H102, care, alimentat la 16 V, operează cu următoarele nivele logice: pe intrare VILMAX = 6 V, VIHMIN = 8 V, iar pe ieşire VOLMAX = 1 V, VOHMIN = 15 V. In acest fel se asigură margini de zgomot de 5 V şi respectiv 7 V. Capacitatea de încărcare a ieşirii este mare, FO >25. Dezavantajul principal al acestui tip de circuit, destinat nivelelor de integrare SSI şi MST, consta în utilizarea tranzistoarelor p-n-p care reduc viteza de lucru. Există mai multe serii care operează cu nivele logice diferite, inclusiv în varianta open-collector, întâlnite şi sub alte denumiri, HTL (High Threshold Logic) sau HNIL (High Noise Immunity Logic)

8.2.2. PORŢI LOGICE MOS

82

Fig. 8.23. Schema de principiu a unei porţi HLL.

Circuitele logice cu tranzistoare MOS se deosebesc substanţial de cele bipolare, datorită caracteristicilor acestor tranzistoare. Examinând o schemă logică MOS, se constată ca, de cele mai multe ori, ea conţine numai tranzistoare. Uneori apar în scheme şi capacitoare MOS, iar la borne diode de protecţie. O parte din tranzistoare îndeplinesc funcţia de rezistor, fix sau comandat.

După cum se cunoaşte, tranzistoarele MOS pot fi cu canal p sau n, din punctul de vedere al purtătorilor, şi cu canal indus sau iniţial, după modul de lucru. S-au realizat circuite logice cu toate aceste tipuri de tranzistoare, unitar şi mai ales în combinaţii. Evoluţia circuitelor logice MOS a fost determinată de evoluţia tehnologiilor MOS, care, aproape exclusiv, au fost dedicate acestor circuite. Au apărut, succesiv, circuitele logice PMOS (P-channel MOS), NMOS (N-channel MOS) si CMOS (Complementary MOS).

Porţi MOS statice. Vor fi prezentate în primul rând circuitele logice PMOS şi NMOS. Una din diferenţele importante între aceste două tipuri de circuite constă în mobilitatea diferită a purtătorilor, cu efect asupra vi-tezei de lucru. Din punctul de vedere al logicii, dispozitivele PMOS sînt realizate, de regulă, în logică negativă, în timp ce dispozitivele NMOS în logică pozitivă.

Cea mai simplă schemă logică MOS este operatorul de negare, inversorul (figura 7.24), realizat pe numai două componente, două tranzistoare MOS, unul de comandă, T2 şi unul de sarcină, T1. Tranzistorul T1 ar putea fi in principiu înlocuit de un rezistor, dar acesta ar ocupa o arie inadmisibil de mare. Din punctul de vedere al canalului, cel mai uşor de realizat este schema cu tranzistoare cu canal indus (EFET), deoarece necesită doparea numai a zonelor de sursă şi drenă. Soluţia nu este cea mai bună, deoarece T1 trebuie să funcţioneze ca sursă de curent constant. Comportarea circuitului se îmbunătăţeşte substanţial dacă tranzistorul T1 este de tip DFET, iar poarta se leagă la sursă în figurile 7.25a şi c sînt prezentate comparativ câteva caracteristici ale circuitelor ce utilizează ca sarcină tranzistoare cu canal indus, E (E-load MOS Cell), rezistoare, R (R-load MOS Cell) şi tranzistoare cu canal iniţial D (D-load MOS Cell). Curbele sînt foarte explicite în a evidenţia superioritatea ultimei structuri. Preţul calităţii este plătit prin faza tehnologică suplimentara de realizare a canalelor. în cele ce urmează, referitor la circuitele PMOS şi NMOS se va utiliza un singur simbol pentru toate tipurile de tranzistoare, menţionându-se particularităţile atunci când este necesar.

Schemele electrice ale operatorilor universali sînt date în figurile 7.26 (NAND) şi 7.27 (NOR). Poarta NAND poate fi realizată fie cu două tranzistoare In serie, ca in figură, fie cu un tranzistor cu mai multe porţi. Când pe ambele porţi se aplică

83

8.24. Schema de principiu a unui inversor MOS.

Fig. 8.25. Caracteristici ale operatorilor MOS în funcţie de sarcină: a.) caracteristica de răspuns In timp la semnal treaptă;

b) caracteristica de transfer; c) caracteristica de ieşire.

tensiunea corespunzătoare nivelului 1L tranzistoarele se deschid şi tensiunea de ieşire scade la nivelul corespunzător pentru 0L. Când una sau ambele intrări sînt stabilite pe nivel 0L, ieşirea rămâne în stare 1L. Operatorul NOR lucrează în mod similar, conform logicii sale. Aceşti operatori sînt statici, în tehnologie MOS existând şi o clasa separată, specifică, cea a operatorilor dinamici.

Porţile MOS dinamice realizează funcţia logică şi o transmit la ieşire numai în momente de timp controlate de un semnal de tact. Un astfel de inversor dinamic este prezentat în figura 8.28. Spre deosebire de cazul inversorului static, tranzistorul de sarcină, T1, este deschis numai pe timpul comenzii de tact. Acest mod de lucru asigură reducerea consumului specific. Rezultatul operaţiei logice este transferat la ieşire tot în acest timp, prin tranzistorul T cu rol de poartă de transmisie, şi este memorat în capacitorul C. Operatorii dinamici NAND si NOR, reprezentaţi în figurile 8.29 şi respectiv 8.30, se deosebesc de echivalenţii lor statici prin prezenţa tranzistoarelor comandate de tact şi a capacitorului de memorare. Acest capacitor este reprezentat fizic de capacitatea parazită de ieşire.

Circuitele prezentate sînt de tip dinamic proporţional. Există însă şi alte tipuri de porţi dinamice. Astfel, schema din figura 8.31 este un inversor dinamic cu preâncărcare. Circuitul din figura 8.28 prezintă neajunsul că, dacă T1 şi T2 sînt simultan deschise, pe de o parte se creează un traseu de mică rezistenţă între VDD si masă, iar pe de altă parte, în această situaţie, tensiunea de ieşire este proporţională cu raportul rezistenţelor de conducţie a celor două tranzistoare (de unde şi numele de operator dinamic proporţional).

84

Fig. 8.26. Schema de principiu a unei porţi

NAND MOS.

Fig. 8.27. Schema de principiu a unei porţi NOR

MOS.

Fig. 8.28. Schema de principiu a unui inversor

MOS dinamic.

Fig. 8.29. Schema de principiu a unei porţi NAND

MOS dinamice


MOS dinamice.

Circuitul din figura 8.31 elimină acest neajuns, utilizând două semnale de tact şi un număr sporit de tranzistoare. Primul semnal de comandă activ într-un ciclu de funcţionare este 1. El deschide tranzistoarele T1 şi T1 realizând preâncărcarea capacităţii C, la o tensiune foarte apropiată de VDD. în perioada activă a semnalului 2, care nu se suprapune deloc cu 1, are loc descărcarea capacităţii prin tranzistoarele T2, T2, T3, dacă T3 este deschis de semnalul de intrare. In acest fel nu mai apare calea de conducţie intre VDD şi masă, tensiunea pe capacitatea C ia valori convenabile (tinzând spre cele două valori extreme, VDD şi GND), iar consumul se limitează practic la curentul mic absorbit de capacitor. Principalul neajuns al schemei constă in complexitatea relativ mare pentru o poartă destinată circuitelor LSI.

În figura 8.32 este prezentată o structură de operator dinamic cu două faze de tact, care realizează atât comanda cît şi alimentarea operatorului. Schema electrică este simplificată prin utilizarea a numai patru tranzistoare, ceea ce reduce aria ocupată de operator. Deoarece se simplifică şi reţeaua de interconectare, ne mai fiind necesare trasee de alimentare, se obţine o sensibilă creştere a densităţii de integrare în raport cu schema anterioară. In schimb, este necesar ca generatoarele semnalelor de tact (1) să furnizeze putere suficienta. Funcţionarea inversorului este următoarea. Capacitatea C se încarcă prin T1 şi T1 pe durata activă a semnalului de tact 1, absorbind energie de la generatorul de tact. Descărcarea capacităţii are loc tot prin borna 1, când se inversează semnalul şi este activ semnalul de tact 2, iar intrarea de comandă, x, este de asemenea activă. Traseul de descărcare cuprinde tranzistoarele T2 şi T2. Deoarece încărcarea şi descărcarea capacităţii se fac prin aceeaşi bornă, 1, nu se impun restricţii severe referitoare la suprapunerea parţială în timp a celor două semnale de tact, ele putând fi lesne obţinute unul din celălalt prin inversare (la schema precedentă, după cum s-a constatat, este necesar un timp de separare între duratele active ale semnalelor de tact, pentru a evita deschiderea unui traseu de conducţie direct, T1, T2, T3, de la VDD la GND).

85

Fig. 8.31. Schema de principiu a unui inversor MOS dinamic cu preâncărcare.

Fig. 8.32. Schema de principiu a unui inversor MOS dinamic cu alimentare de

la semnalul de tact.

Fig. 8.33. Schema de principiu a ariei de tranzistoare ROM 01.

Fig. 8.34. Schema de principiu a porţii MMP 107.

Pornind de la aceste structuri de bază, s-au realizat o serie largă de tipuri de porţi logice MOS. Marea lor majoritate sînt înglobate în structuri complexa şi, din punctul de vedere al utilizatorului, interesează mai puţin configuraţia exactă a porţilor interioare. Există însă şi porţi care pot fi utilizate ca atare. Circuitul ROM 01 produs de ICCE (figura 8.33) reprezintă o arie de tranzistoare MOS ou care se pot sintetiza

operatorii doriţi (de exemplu operatorii statici din figurile 8.26 şi 8.28). întreprinderea Microelectronica produce porţi NAND şi NOR în tehnologia PMOS, cu o configuraţie îmbunătăţită. Poarta NAND din circuitul MMP 108 (figura 8.34) realizează funcţia ŞI pe tranzistoarele T1, T2, T3, rezultatul nemijlocit fiind mărimea Z. Grupul T4, T5 reprezintă un amplificator inversor comandat de semnalul Z şi care furnizează semnalul . Aceste două semnale, Z şi comandă cele două circuite de ieşire T6, T8 şi T8, T9 care au rolul de a îmbunătăţi funcţia de transfer si de a separa intrarea de sarcină. Dacă celor două intrări, x1 şi x2 li se aplică semnale de valoare logică 1, semnalul intermediar, Z, va avea valoarea logică 0. în această situaţie, tranzistoarele T5, T6 şi T8 sînt blocate. Faptul că tranzistorul T5 este blocat face ca Z să aibă valoarea 1L şi, prin aceasta, tranzistoarele T6 şi T9 vor fi deschise. La ieşirea y, semnalul va avea valoarea 0L,. Dacă unul sau ambele semnale de intrare se află în stare 0L Z va avea valoarea 1L. Se deduce că în final starea ieşirii va fi y = 1L. Schema este prevăzută cu posibilitatea de a fi alimentată la două tensiuni diferite, una de drenă, VDD, care poate fi mai mică, şi una de poartă VGG, care trebuie să se încadreze în caracteristica de lucru a tranzistorului PMOS.

Poarta NOR din circuitul MMP 106 (figura 8.35) nu are ieşire complementară. Funcţionarea sa poate fi înţeleasă urmărind schema electrică de principiu.

Este locul de a prezenta şi comutatorul analogic, circuit comandat numeric şi care poate comuta semnale atât logice cît şi analogice. Un astfel de circuit este constituit dintr-o serie de porţi de transmisie, comandate de o schemă logică. Pentru exemplificare este prezentată schema din figura 8.36 bazată pe seria de comutatoare analogice MMP (PMOS). Toate intrările, x1 xn sunt conectate la ieşirea y prin porţi de transmisie, tranzistoare cu canal indus (T21 T2n). Spre ieşire va fi transmis numai semnalul corespunzător porţii deschise prin comanda Ci Comanda C controlează toate liniile, prin punerea la masă a comenzilor Ci cu ajutorul tranzistoarelor T11 T1n

86

Fig. 8.36. Schema de principiu a porţii MMP 106.

Fig. 8.36. Schema de principiu a unui comutator analogic.

Z Z

Porţi CMOS. Tehnologia PMOS şi-a restrâns treptat aria de aplicaţie în favoarea tehnologiei NMOS, pentru ca în final locul preponderent să revină tehnologiilor CMOS (Complementary MOS) care au facilitat în mod deosebit dezvoltarea circuitelor logice. Prima serie comercial disponibilă a fost lansată în 1968 de firma RCA. Această serie, 4 000 A, completată de seria 4 500 a firmei Motorola, evoluată în forma 4 000 B (litera B semnifică şi prezenţa etajului buffer), este cea mai răspândită astăzi. Alături de ea, a fost dezvoltată o serie, 54C/84C (National Semiconductor) care reprezintă varianta CMOS a familiei TTL (funcţionalitate, conectare la pini etc.). Există numeroase alte serii sau variante ale lor, în funcţie de producător. Firma RCA a optat pentru seria 4 000 (CD 4 000), Fairchild a dezvoltat seria 34 000 în tehnologie isoplanară, Harris Semiconductor, seria DI/CMOS (Dielectric Insulator/CMOS). Întreprinderea Microelectronica a realizat aproape întreaga serie 4 000 B, cu caracteristici conforme acestei serii (tensiuni de alimentare cuprinse între 3 şi 18 V, imunitate la zgomot până la 0,45 V, timp mediu de propagare pe poartă 60 ns, consum static redus, reţea de protecţie antistatică etc.).

Ideea de bază a familiei CMOS, care a condus la dezvoltarea ei intensivă, o constituie realizarea de porţi cu tranzistoare complementare (canal n şi canal p) conectate în serie pe circuitul de alimentare. Operatorul de bază al familiei, inversorul, este prezentat în figura 8.38. Indiferent de nivelul logic aplicat la intrare, numai unul din tranzistoare va intra în conducţie, asigurând astfel un consum extrem de redus.

Puterea consumată are de fapt trei componente semnificative. Consumul static, determinat de curentul de scurgere prin tranzistorul blocat, are valoarea cea mai mică, de ordinul a zeci de nW/poartă şi este permanent prezent. Consumul static este dependent de temperatură, în tehnologia CMOS cu substrat de siliciu dublându-se la fiecare 10 K. Consumul dinamic însumează celelalte două componente ale consumului general. Pe de o parte, în timpul tranziţiilor logice, există un interval de timp în care ambele tranzistoare sînt deschise şi prin ele trece un puls de curent de la VDD la GND. Rezultă un consum suplimentar proporţional cu frecvenţa de lucru. Pe de altă parte, tranziţiile încarcă şi descarcă capacităţile reţelei, ceea ce înseamnă încă un consum suplimentar. Pentru schemele simple nu se pun probleme, dar în circuitele LSI, acest consum poate deveni important. Porţile NAND (figura 8.38) şi NOR (figura 8.39) sînt realizate prin combinaţii inversoare. Fiecare intrare comandă o pereche de tranzistoare conectate în serie, ca în inversor (T1, T2 respectiv T3, T4), deschizând unul din ele şi blocîndu-1 pe celălalt. La rândul lor, tranzistoarele de acelaşi tip formează împreună două scheme logice cu funcţiile ŞI şi SAU (T1, T2 respectiv T3, T4), conectate în serie pe traseul de alimentare. Dacă schema SAU se află conectată la VDD şi schema ŞI la VSS (GND), operatorul obţinut este de tip NAND. Dacă spre VDD se conectează schema ŞI, iar schema SAU se conectează spre VSS se obţine operatorul NOR. Simetria schemei permite schimbarea cu uşurinţă a logicii (pozitive ori negative) sau a potenţialului de referinţa (VDD sau VSS)

87Fig. 8.37. Schema de principiu a inversorului

CMOS elementar.

Fig. 8.38. Schema de principiu a unei porţi

NAND CMOS.


CMOS.

Un operator funcţional des utilizat în circuitele logice CMOS este poarta de transmisie CMOS. Aceasta funcţionează ca un întrerupător analogic bilateral. O schemă de principiu pentru o poartă de transmisie este dată în figura 7.40. Semnalul de intrare aplicat la borna x trece sau nu spre ieşirea y în funcţie de starea de conducţie a tranzistoarelor T1 şi T2. Comanda de deschidere se aplică prin borna CE tranzistorului T2 şi, după o inversare realizată de T3, T4, tranzistorului T1. Acest mod de comandă este necesar deoarece T1, T3 sînt tranzistoare complementare.

Conectarea circuitelor integrate CMOS în sisteme cu magistrale este înlesnită de existenţa, ca şi în alte familii de circuite integrate logice, a circuitelor tip three-state. O schemă principială pentru un repetor three-state este prezentată în figura 7.41. ieşirea y poate fi legată la o magistrală, de oarece ea poate fi izolată prin blocarea ambelor tranzistoare de ieşire. Blocarea se realizează aplicând porţii tranzistorului T1 tensiune de nivel 1L iar porţii tranzistorului T2 tensiune de nivel 0L. Schema logică combinaţională realizează aceasta când pe intrarea se aplică o comanda de nivel 1L, indiferent de valoarea semnalului de intrare x. Dacă intrarea este conectată la nivel 0L, porţile tranzistoarelor T1 şi T2 primesc acelaşi semnal, unul dintre ele se deschide şi valoarea logică a intrării x este transferată la ieşirea y.

Pornind de la structurile de bază prezentate anterior, s-au realizat un număr mare de variante concrete de circuite integrate logice CMOS. Astfel, cea mai răspândită familie CMOS, 4000B, este aproape în întregime prevăzută cu buffere. Adăugarea unui etaj buffer la ieşirea unui operator logic, având o funcţie logică oarecare (figura 8.42), cu preţul unei scăderi a vitezei de lucru, îmbunătăţeşte caracteristica de transfer a circuitului, lucru necesar mai ales la porţile de interfaţă ale circuitelor. Îmbunătăţirea introdusă este explicitată în figura 8.43. De regulă, etajul buffer este reprezentat, după cum se vede în schemă, de doua. inversoare adăugate succesiv ieşirii logice a operatorului. Porţile cu buffer ocupă o arie mai mare şi în consecinţă se utilizează cu precădere atunci când este disponibilă o arie de chip suficientă, adică la nivele de integrare SSI şi MSI. Uneori însă este necesară reducerea ariei ocupate şi atunci se adoptă scheme pe cît posibil mai simple. în figura 8.44 este dată schema unui operator NAND simplificat, iar în figura 8.45 a unui operator NOR. Schemele sînt similare celor realizate monocanal şi, din cauza stării de conducţie permanentă a tranzistorului T3, se pierde avantajul principal al circuitelor CMOS, consumul redus. Economia de

88

Fig. 8.40. Schema de principiu a unei porţi de transmisie CMOS.

Fig. 8.41. Schema de principiu a unui repetor MOS tip three-state.

Fig. 7.42. Schema funcţională a unui operator MOS cu buffer.

Fig. 7.43. Caracteristica de transfer a operatorilor MOS cu si

fără buffer

CECE

arie, mai exact, de tranzistoare, creşte de Ia 25% la operatorul cu două intrări, spre 50% pentru cazul în care acesta are mai multe intrări.

Seria de circuite integrate logice 4 000 B oferă posibilităţi speciale pentru realizarea de scheme conţinând componente logice de standard diferit. De exemplu, circuitele 4 049 şi 4 050 (existente şi în seria MMC) lucrează cu un curent de ieşire mare (< + 3,2 mA) şi cu tensiune de intrare mai mare decât cea de alimentare. Ele au fost concepute în principal pentru realizarea interfaţării CMOS-TTL (DTL). Schema de principiu a circuitului 4 049 este prezentată în figura 8.46. In aplicaţiile tipice, tensiunea de alimentare VDD este aceeaşi cu aceea a circuitului comandat (5 V pentru circuite TTL), în timp ce pe intrare se pot aplica tensiuni până la 15 V. Are loc astfel o restrângere a intervalului de definire a nivelelor logice. Funcţionarea schemei nu prezintă particularităţi deosebite. Circuitul 4 050 este identic, având un etaj inversor suplimentar, astfel ca să realizeze funcţia logică directă (nu de in-versor, ca precedentul circuit).

Asemenea familiei TTL şi familia CMOS dispune de circuite cu ieşirea în gol. Spre exemplu, în seria 4 000 B există operatorul open-drain 40 107 (prezent şi în varianta MMC). Schema funcţională a unui operator open-drain este prezentată în figura 8.48. Ea conţine o reţea logică care realizează funcţia logică f şi un tranzistor de ieşire To de curent mare (tipic 132 mA). Destinaţia şi modul de utilizare sînt similare circuitelor open-collector din familia TTL, cu deosebirea ca, având posibilitatea să lucreze la curenţi mai mari, circuitele open-drain pot fi folosite direct în automatizări (de exemplu la comanda tiristoarelor). Translaţia de nivel logic, de la CMOS alimentat la 15 V, la TTL sau CMOS alimentat la 5 V, se poate lesne realiza utilizând circuitele cu dublă alimentare ale seriei 4 000, de exemplu 4 009 (figura 8.48) şi 4 010 (figura 8.49). După cum se observă din schemă, primul operator este şi in-versor.

89

Fig. 8.44. Schema de principiu a unei porţi NAND CMOS

simplificată.

Fig. 8.45. Schema de principiu a unei porţi NOR CMOS

simplificată.

Fig. 8. 46. Schema de principiu a circuitului 4049 (seria CMOS 4000B).

Fig. 8.47. Schema funcţională a unui operator CMOS open-drain.

Borna de alimentare VDD se conectează împreună cu alimentarea circuitului de intrare în interfaţă, în timp ce borna VCC se leagă la alimentarea celui de ieşire.

Ca şi circuitele monocanal, circuitele CMOS au variante dinamice, unele din ele asemănătoare cu cele dintâi. 0 structură dinamică deosebită o reprezintă cea cunoscută sub numele de Domino CMOS (figura 8.50). Funcţia logică o asigură grupul de tranzistoare T3, T4. In cazul ales, funcţia implementată este SAU, dar poate fi aleasă orice altă funcţie. Tranzistoarele T1 şi T2 sînt comandate cu un semnal de tact, , care le deschide şi le blochează alternativ. Când T1 este deschis, capacitatea C se încarcă la un nivel apropiat de VDD. în acest timp, T2 este închis, blocând traseul de descărcare a capacităţii. Când se inversează tactul , T1 se închide, iar T2 se deschide. Dacă grupul logic (T3, T4 în acest caz) asigură un traseu deschis, capacitatea C se descarcă prin el şi T2. Dacă nu, capacitatea C rămâne încărcată. Tensiunea de pe capacitate se aplică la intrarea inversorului realizat pe tranzistoarele T5, T6, care formează etajul de ieşire. In acest mod, ieşirea va furniza 0L pe durata deschiderii lui T1 şi valoarea corespunzătoare funcţiei implementate pe durata blocării lui. Interconectând porţi de acest tip şi acţionându-le cu acelaşi semnal de tact, schema va funcţiona sincron cu două perioade, una de încărcare a capacităţilor şi una de realizare a funcţiilor logice.

90

Fig. 8.48. Schema de principiu a circuitului 4009 (seria CMOS4000B).

Fig. 8.49. Schema de principiu a circuitului 4 010 (seria CMOS 4 000 B).

Fig. 8.50. Schema de principiu a unui operator OR DOMINO CMOS.

Fig. 8.51. Circuit de protecţie antistatică pentru un operator logic CMOS.

Deoarece tranzistoarele se comandă în tensiune, capacităţile pot avea valori mici, practic utilizându-se capacitatea parazită a reţelei de inter-conectare.

O caracteristică specifică circuitelor MOS In general constă în impedanţa de intrare mare, datorată izolării porţii. Comanda în tensiune reprezintă un avantaj important dar necesită şi luarea unor măsuri speciale de protecţie. Există pericolul încărcării electrostatice a porţilor la tensiuni mari, de ordinul kilovolţilor sau zecilor de kilovolţi, tensiuni care pot conduce la străpungerea dispozitivelor. Pentru a evita distrugerea circuitelor pe această calc, se utilizează două metode. Prima se referă la condiţiile de păstrare şi manipulare a circuitelor. Pe timpul depozitării, circuitele se păstrează cu pinii în scurtcircuit, cutiile fiind metalice sau din materiale plastice antistatice. Măsurile merg până la descărcarea electrostatică a personalului care montează circuitele, prin brăţări metalice de împământare legate la mâini.

Marea majoritate a circuitelor CMOS folosesc reţele interne de protecţie la încărcarea electrostatică. O reţea completă de protecţie este prezentată în figura 8.51. Intrarea şi ieşirea operatorului cu funcţia logică f, x' respectiv y', sînt legate la exterior prin reţelele de protecţie. Diodele D1 au tensiuni de străpungere de circa 50 V, iar diodele D2, de circa 25 V. Capacitatea de reţea şi poartă (în schema figurată exterior, C) nu se poate încărca la tensiuni periculoase datorită traseelor de descărcare asigurate de diode. În acelaşi timp, aceste diode împreună cu dioda D3 (Zener) asigură circuitul când nu sînt cuplate sursele de alimentare şi împotriva conectării greşite (nu admite pe circuit tensiuni peste valorile limită absolută) sau depăşirii tensiunii inferioare de intrare admise. Fizic, prima diodă, D1 împreună cu rezistorul, R, au o structură comună distribuită şi îndeplinesc şi rolul de atenuator al reflexiilor pe linie. O structură asemănătoare se amplasează uneori şi pe ieşire.

BIBLIOGRAFIA1. Dumitru Scheianu. Microelectronica. Editura militară. Bucureşti, 1988.2. Гусев В.Г., Гусев И.М. Электроника. М. "Высшая школа", 1991.3. Степаненко И.О. Основы теория транзисторов и транзисторных схем. М.,

"Энергия", 1977.4. Основы промышленной электротехники: Учеб. для не электротехнических

спец. вузов/ В.Н. Герасимов, А.Е. Краснопольский, В.В. Сухоруков; под ред. Герасимова.; Высш. шк., 1986

5.И.Фолкенберри Л. Применения операционных усилителей и линейных ИС. . М.:Мир, 1985.

6. Тилл У., Лаксон Дж. Интегральные схемы: Материалы, приборы, изготовление. М.:Мир, 1985.

7. Алексенко А.Г-.Шагурин И. И. Микросхемотехника. М. : Радио и связь, 1982

91

Date post:	10-Nov-2023
Category:	Documents
Upload:	spiruharet
View:	5 times
Download:	0 times

Curs Electronica DOC

Documents